电动机驱动装置、电动送风机、电动吸尘器及干手器的制作方法

本发明涉及一种对电动机进行驱动的电动机驱动装置、具备电动机驱动装置的电动送风机、电动吸尘器及干手器。

背景技术：

在永磁型同步三相电动机的控制中，使用对电动机进行制动的动态制动控制。动态制动控制是如下控制：通过使设置于电动机的三相线圈成为短路状态，利用电动机的感应电压使流过三相线圈的电流成为制动电流，对电动机进行制动。感应电压是通过电动机所具备的转子旋转而产生的电动势。在动态制动控制中，存在在开始三相线圈的短路时大的制动电流过渡性地流过线圈的问题。为了解决该问题，在专利文献1中公开了如下技术：通过电流传感器检测流过三相线圈的每一个的电流，在流过三相线圈中的任一相线圈的电流的检测值超过了特定值的情况下，将3个开关元件在第一时间期间设为断开状态，在经过了第一时间之后，将3个开关元件控制为导通状态。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-99210号公报

技术实现要素：

发明所要解决的课题

但是，在专利文献1所公开的技术中，由于需要电流传感器，因此，在以无电流传感器的方式驱动电动机的无电流传感器型的驱动装置中实现专利文献1所公开的制动控制的情况下，为了制动控制而需要多个电流传感器，另外，由于使用多个电流传感器，因此存在驱动装置的构造变得复杂并且驱动装置大型化的课题。

本发明是鉴于上述情况而完成的，目的在于得到一种能够在不使用电流传感器的情况下实现电动机的制动控制的电动机驱动装置。

用于解决课题的手段

为了解决上述课题，实现目的，本发明的电动机驱动装置具备逆变器，所述逆变器具有：第一臂，其串联连接第一上臂开关元件和第一下臂开关元件；以及第二臂，其串联连接第二上臂开关元件和第二下臂开关元件，并与第一臂并联连接，所述逆变器将从直流电源输出的直流电压转换为交流电压，并将交流电压作为施加于电动机的电动机施加电压输出。交流电压是取高电平、低电平或零电平的电位的电压，在使电动机的旋转速度降低时，电动机施加电压的电位成为零电平的区间变宽。

发明效果

本发明的电动机驱动装置起到能够在不使用电流传感器的情况下实现电动机的制动控制的效果。

附图说明

图1是表示具备本发明的实施方式的电动机驱动装置的电动机驱动系统的结构的图。

图2是表示图1所示的单相逆变器的电路结构的图。

图3是表示用于生成图1所示的脉冲宽度调制(pulsewidthmoduration：pwm)信号的功能结构的图。

图4是详细地表示图3所示的载波比较部以及载波生成部的图。

图5是表示图4所示的电压指令、pwm信号和电动机施加电压的波形的时序图。

图6是表示图5所示的电动机施加电压为0[v]时流过单相逆变器的电流的路径的图。

图7是表示图6所示的开关元件52、开关元件54以及单相电动机的等效电路的图。

图8是表示用于计算向图3及图4所示的载波生成部以及载波比较部输入的超前角(日文：進角)相位的功能结构的图。

图9是表示图8所示的超前角相位的计算方法的一例的图。

图10是对图8所示的电压振幅指令控制部和图4所示的载波比较部的动作进行说明的流程图。

图11是表示图1所示的定子的绕组中流动的电动机电流与电动机中产生的制动转矩的关系的图。

图12是表示图1所示的驱动信号生成部所具备的信号生成电路的结构例的图。

图13是表示基于逆变器输出电压的极性的电动机电流的路径的第一图。

图14是表示基于逆变器输出电压的极性的电动机电流的路径的第二图。

图15是表示基于逆变器输出电压的极性的电动机电流的路径的第三图。

图16是表示能够用作图2所示的开关元件的mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的概略构造的示意性剖视图。

图17是具备本发明的实施方式的电动机驱动装置的电动吸尘器的结构图。

图18是具备本发明的实施方式的电动机驱动装置的干手器的结构图。

图19是用于说明本发明的实施方式的电动机驱动装置中的调制控制的图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的实施方式的电动机驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器进行详细说明。此外，本发明并不由该实施方式限定。

实施方式

图1是表示具备本发明的实施方式的电动机驱动装置的电动机驱动系统的结构的图。本发明的实施方式的电动机驱动系统1具备电源10、电动机驱动装置2以及单相电动机12。

电源10是向电动机驱动装置2供给直流电力的直流电源。电源10是转换器、电池等。电源10只要是输出直流电力的电源即可，不限定于转换器、电池等。

单相电动机12是具备永磁型的转子12a和定子12b的无刷电动机。此外，单相电动机12只要是产生感应电压的永磁型电动机即可，并不限定于无刷电动机。在转子12a沿周向排列有4个永久磁铁。这些永久磁铁以各自的磁极的方向在周向上交替反转的方式配置，形成转子12a的多个磁极。在定子12b卷绕有未图示的绕组。电动机电流在该绕组中流动。电动机电流与从单相逆变器11向单相电动机12供给的交流电流相等。

电动机驱动装置2是向单相电动机12供给交流电力来驱动单相电动机12的装置。电动机驱动装置2具备电压传感器20、位置传感器21、单相逆变器11、控制部25以及驱动信号生成部32。

电压传感器20检测从电源10输出的直流电压vdc。此外，电压传感器20可以检测施加于电动机驱动装置2的输入端的电压，也可以检测施加于与电源10的输出端连接的配线的直流电压。

位置传感器21检测转子12a的旋转位置即转子旋转位置，并将检测到的旋转位置信息作为位置传感器信号21a输出。位置传感器信号21a是根据从转子12a产生的磁通的方向来取高电平或低电平的2值的电位的信号。

单相逆变器11是具有将从电源10输出的直流电压转换为交流电压并施加于电动机的直流交流转换功能的电力转换器。

控制部25基于直流电压vdc和从位置传感器21输出的位置传感器信号21a，生成pwm信号q1、q2、q3、q4。以下，有时将pwm信号q1、q2、q3、q4简称为pwm信号。

驱动信号生成部32将从控制部25输出的pwm信号放大，将放大后的信号作为用于驱动单相逆变器11内的开关元件的驱动信号s1、s2、s3、s4输出。驱动信号s1是pwm信号q1被放大后的信号，驱动信号s2是pwm信号q2被放大后的信号，驱动信号s3是pwm信号q3被放大后的信号，驱动信号s4是pwm信号q4被放大后的信号。

控制部25具有处理器31、载波生成部33以及存储器34。处理器31是进行与pwm控制以及超前角控制相关的各种运算的处理部。pwm控制和超前角控制的详细情况将在后面详细叙述。处理器31能够例示cpu(也称为centralprocessingunit：中央处理单元、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微型计算机、处理器、dsp(digitalsignalprocessor：数字信号处理器))、或者系统lsi(largescaleintegration：大规模集成电路)。

存储器34能够例示ram(randomaccessmemory：随机存取存储器)、rom(readonlymemory：只读存储器)、闪存、eprom(erasableprogrammablereadonlymemory：可擦除可编程只读存储器)、eeprom(日本注册商标)(electricallyerasableprogrammableread-onlymemory：电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性的半导体存储器。另外，存储器34并不限定于此，也可以是磁盘、光盘、压缩盘、迷你盘或dvd(digitalversatiledisc)。在存储器34中保存由处理器31读取的程序。存储器34作为处理器31进行运算处理时的工作区域使用。此外，图1所示的载波生成部33的功能可以由执行存储于存储器34的专用的程序的处理器来实现，也可以是专用的硬件。载波生成部33的结构的详细情况将在后面详细叙述。

图2是表示图1所示的单相逆变器的电路结构的图。单相逆变器11具有桥式连接的多个开关元件51、52、53、54。在图2中，除了单相逆变器11所具有的多个开关元件51、52、53、54之外，还示出与单相逆变器11连接的单相电动机12。位于高电位侧的2个开关元件51、53分别称为上臂的开关元件。位于低电位侧的2个开关元件52、54分别称为下臂的开关元件。

开关元件51是第一上臂开关元件，开关元件52是第一下臂开关元件。开关元件51和开关元件52通过串联连接而构成第一臂50a。开关元件53是第二上臂开关元件，开关元件54是第二下臂开关元件。开关元件53及开关元件54通过串联连接而构成第二臂50b。第二臂50b与第一臂50a并联连接。

开关元件51向开关元件52连接的连接端11-1和开关元件53向开关元件54连接的连接端11-2构成桥式电路中的交流端。在连接端11-1和连接端11-2连接单相电动机12。

多个开关元件51、52、53、54分别是金属氧化膜半导体电场效应晶体管即mosfet。mosfet是fet(field-effecttransistor：场效应晶体管)的一例。

在开关元件51形成有在开关元件51的漏极与源极之间并联连接的体二极管51a。在开关元件52形成有在开关元件52的漏极与源极之间并联连接的体二极管52a。在开关元件53形成有在开关元件53的漏极与源极之间并联连接的体二极管53a。在开关元件54形成有在开关元件54的漏极与源极之间并联连接的体二极管54a。体二极管51a、52a、53a、54a分别是在mosfet的内部形成的寄生二极管，作为续流二极管使用。

多个开关元件51、52、53、54分别能够例示由硅系材料构成的mosfet。但是，多个开关元件51、52、53、54分别不限定于由硅系材料构成的mosfet，多个开关元件51、52、53、54中的至少1个也可以是由碳化硅、氮化镓系材料或金刚石等宽带隙半导体构成的mosfet。

一般而言，宽带隙半导体与硅半导体相比，耐电压及耐热性高。因此，通过在多个开关元件51、52、53、54中的至少1个使用宽带隙半导体，开关元件51、52、53、54的耐电压性及容许电流密度变高，能够使装入开关元件51、52、53、54的半导体模块小型化。另外，宽带隙半导体的耐热性也高，因此，能够实现用于对半导体模块中产生的热进行散热的散热部的小型化，另外，能够简化对半导体模块中产生的热进行散热的散热构造。

图3是表示用于生成图1所示的pwm信号的功能结构的图。图4是详细表示图3所示的载波比较部及载波生成部的图。生成pwm信号q1、q2、q3、q4的功能能够由图3所示的载波生成部33以及载波比较部38来实现。载波比较部38的功能由图1所示的处理器31实现。向载波比较部38输入超前角相位θv、基准相位θe、由载波生成部33生成的载波、直流电压vdc以及作为电压指令vm的振幅值的电压振幅指令v*。载波比较部38基于超前角相位θv、基准相位θe、载波、直流电压vdc以及电压振幅指令v*，生成pwm信号。

超前角相位θv和基准相位θe用于生成图4所示的电压指令vm1、vm2。超前角相位θv由后述的超前角相位计算部计算。“超前角相位”是指用相位表示电压指令的超前角即超前角θvv的相位。“超前角”是指单相逆变器11对未图示的定子绕组施加的电动机施加电压与该定子绕组中感应出的电动机感应电压之间的相位差。电动机施加电压等同于单相逆变器11的输出电压即逆变器输出电压。在电动机施加电压比电动机感应电压超前时，“超前角”取正值。基准相位θe由后述的旋转速度计算部计算。基准相位θe是将转子12a相对于基准位置的角度即转子机械角换算成电气角而得到的相位。

如图4所示，载波生成部33具有载波频率设定部33a。在载波频率设定部33a中设定载波的频率即载波频率fc[hz]。在载波频率设定部33a中，生成与超前角相位θv的周期同步的载波。所生成的载波输出到载波比较部38。图4示出作为载波的一例的三角波的波形。三角波是其波峰的值为“1”、其波谷的值为“0”的信号波。此外，在单相逆变器11的pwm控制中，有同步pwm控制和非同步pwm控制。在非同步pwm控制的情况下，不需要使载波与超前角相位θv同步。

载波比较部38具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、加法部38e、加法部38f、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。

绝对值运算部38a运算电压振幅指令v*的绝对值|v*|。在除法部38b中，绝对值|v*|除以直流电压vdc。例如，在电源10为电池的情况下，即使在电池电压降低的情况下，通过将绝对值|v*|除以直流电压vdc，与电池电压降低且不除以直流电压vdc的情况相比，也能够使调制率增加，以避免由于电池电压的降低而使电动机施加电压降低。电池电压是指电池的输出电压。

此外，在电源10不是电池而是将来自商用电源的交流电力转换为直流电力的电力转换装置的情况下，由于商用电源的电压变动小，因此，电力转换装置的输出电压的变动与电池的输出电压的变动相比变小。因此，在利用商用电源输出直流电力的电源10与单相逆变器11连接的情况下，也可以向除法部38b输入在电动机驱动装置2的内部生成的电压、即电压显示恒定的值的直流电压来代替直流电压vdc。

乘法部38c将超前角相位θv与基准相位θe相加，从而运算作为加法运算结果的正弦。乘法部38c将运算出的正弦乘以除法部38b的输出，从而运算电压指令vm。

加法部38e将乘法部38c的输出即电压指令vm加1。加法部38e的输出作为用于驱动图2所示的2个开关元件51、52的电压指令vm1而输入到比较部38g。向比较部38g输入电压指令vm1以及载波。比较部38g对电压指令vm1与载波进行比较，比较结果成为pwm信号q2。

输出反转部38i将比较部38g的输出反转。输出反转部38i的输出成为pwm信号q1。通过输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时导通。

乘法部38d对乘法部38c的输出即电压指令vm乘以-1。加法部38f将乘法部38d的输出加1。加法部38f的输出作为用于驱动图2所示的2个开关元件53、54的电压指令vm2而输入到比较部38h。向比较部38h输入电压指令vm2以及载波。比较部38h对电压指令vm2与载波进行比较，比较结果成为pwm信号q4。

输出反转部38j将比较部38h的输出反转。输出反转部38j的输出成为pwm信号q3。通过输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时导通。

图5是表示图4所示的电压指令、pwm信号、以及电动机施加电压的波形的时序图。图5示出位置传感器信号、转子机械角θm、基准相位θe、超前角相位θv、电压指令vm1、电压指令vm2、载波、pwm信号q1、q2、q3、q4以及电动机施加电压的波形。电压指令vm1的波形用虚线表示，电压指令vm2的波形用单点划线表示。这些波形例如是在具备4个永久磁铁的转子12a旋转1圈时检测出的波形。图5中用箭头表示的a、b、c、d、e表示在卷绕于单相电动机12的定子12b上的线圈中流动的电流换向的定时。

图4所示的载波比较部38能够使用如图5所示的波形的电压指令vm1、vm2来生成pwm信号q1、q2、q3、q4。另外，通过利用这样的pwm信号q1、q2、q3、q4来控制单相逆变器11内的开关元件51、52、53、54，被pwm控制的电动机施加电压施加于单相电动机12。电动机施加电压是取高电平、低电平或零电平的电位的信号。

另外，在生成pwm信号q1、q2、q3、q4时使用的调制方式中，已知有双极调制方式和单极调制方式。双极调制方式是输出以正或负的电位进行变化的电压脉冲的调制方式。单极调制方式是输出每个电源半周期以3个电位进行变化的电压脉冲、即在正电位、负电位和零电位之间变化的电压脉冲的调制方式。

图5所示的pwm信号q1、q2、q3、q4的波形是基于单极调制的波形。在本实施方式的电动机驱动装置2中，可以使用任意的调制方式。此外，在需要使电动机施加电压的波形和流过单相电动机12的线圈的电流的波形更接近正弦波的用途中，与双极调制相比，优选采用高次谐波含有率较少的单极调制。

如上所述，电动机施加电压通过将载波与电压指令进行比较来决定。电动机旋转速度越高，电压指令的频率越增加，因此，在电气角一周期中输出的电动机施加电压所包含的电压脉冲的数量越减少。因此，电压脉冲的数量给电流波形的失真带来的影响变大。一般而言，在电压脉冲的数量为偶数次的情况下，在电动机施加电压上叠加偶数次谐波，正侧的波形与负侧的波形的对称性消失。因此，为了使流过单相电动机12的线圈的电流的波形接近于抑制了高次谐波的含有率的正弦波，优选控制成使电气角一周期中的电压脉冲的数量为奇数次。通过控制成使电气角一周期中的电压脉冲的数量为奇数次，能够使流过单相电动机12的线圈的电流的波形接近正弦波。

图6是表示在图5所示的电动机施加电压为0[v]时流过单相逆变器的电流的路径的图。图5所示的电动机施加电压在进行制动控制时成为0[v]。即，制动控制中的逆变器输出电压成为0[v]。在逆变器输出电压为0[v]时，开关元件51和开关元件53被控制为断开，开关元件52和开关元件54被控制为导通。此时，单相逆变器11成为续流模式。在续流模式下，在电源与单相逆变器11之间不流过电流，在单相逆变器11与单相电动机12之间流过如附图标记40的实线所示的电流。该电流是由电动机感应电压产生的制动电流。制动电流流动的方向由在即将续流之前、即在制动控制即将开始之前在单相电动机中流动的电流的方向决定。从单相电动机12流出的电流通过开关元件54和开关元件52而返回到单相电动机12。

图7是表示图6所示的开关元件52、开关元件54以及单相电动机的等效电路的图。在图7中，rm表示单相电动机12的电动机绕组电阻，lm表示单相电动机12的电动机绕组电感，ron表示开关元件52及开关元件54各自的导通电阻。rp表示连接单相电动机12、开关元件52和开关元件54的配线的电阻，lp表示该配线的电感。

单相电动机12以旋转速度ω旋转，因此，感应电压em由旋转速度ω与感应电压常数之积表示。在产生感应电压em时流动的制动电流i能够用表示。

此外，在现有技术中，虽然也有通过使线圈短路来减少制动电流的技术，但是仅使线圈短路的情况下，作为电动机电流的变化分量的di/dt变大，因此，为了减少电动机电流的变化分量，需要使用制动电阻、或高精度且高响应的电流传感器。根据本实施方式的电动机驱动装置2，不需要使用制动电阻、电流传感器等，因此，能够简化电动机驱动系统1的结构，提高可靠性。

下面，对本实施方式中的超前角控制进行说明。图8是表示用于计算向图3及图4所示的载波生成部以及载波比较部输入的超前角相位的功能结构的图。图8所示的旋转速度计算部42、超前角相位计算部44以及电压振幅指令控制部45各自的功能由图1所示的处理器31以及存储器34实现。即，将用于执行旋转速度计算部42、超前角相位计算部44以及电压振幅指令控制部45的处理的计算机程序存储于存储器34，处理器31读出并执行程序，从而实现旋转速度计算部42、超前角相位计算部44以及电压振幅指令控制部45的功能。电压振幅指令控制部45具备比较器45a以及指令调整部45b。

旋转速度计算部42基于位置传感器信号21a，计算单相电动机12的旋转速度ω和基准相位θe。基准相位θe是将转子12a相对于基准位置的旋转角度即转子机械角θm换算成电气角而得到的相位。超前角相位计算部44基于由旋转速度计算部42计算出的旋转速度ω及基准相位θe来计算超前角相位θv。

图9是表示图8所示的超前角相位的计算方法的一例的图。图9的横轴为电动机转速n，图9的纵轴为超前角相位θv。电动机转速n是每单位时间的转速，与旋转速度对应。如图9所示，超前角相位θv能够使用相对于电动机转速n的增加而超前角相位θv增加的函数来决定。在图9的例子中，通过电动机转速n的1次线性函数来决定超前角相位θv，但不限于此，只要是根据电动机转速n的增加而超前角相位θv变得相同的关系、或者超前角相位θv变大的关系，则也可以使用电动机转速n的1次线性函数以外的函数。

在电动机转速n增加的情况下，位置传感器信号21a的频率增加，因此，图8所示的超前角相位计算部44使超前角相位θv增加。在这样使超前角相位θv增加时，与单相电动机连接的负载变轻的情况下，电动机转速n继续上升。例如在单相电动机搭载于电动吸尘器的情况下，由于电动吸尘器的吸入件与作为被清扫面的地面接触，使得吸入件无法吸入空气，电动吸尘器的内部成为减压状态或真空状态，因此，与单相电动机连接的负载即风扇的空气阻力大幅降低，电动机转速n继续上升。这样，若电动机转速n上升，则设置于转子表面的磁铁有可能因离心力而飞散。另外，风扇有可能因离心力而变形或破损。因此，一般而言，设置电动机转速n的上限值，进行使电动机转速n不超过该上限值的控制。

在本实施方式中，在电动机转速n超过该上限值时，电压振幅指令v*的值逐渐减少，以使图5所示的电压指令vm1、vm2的振幅比电动机转速n超过阈值之前的电压指令vm1、vm2的振幅小。例如，使每单位时间的减少量固定地减少电压振幅指令v*的值。通过减少电压振幅指令v*，电动机施加电压的零矢量区间的宽度逐渐变宽成比电动机转速n超过上限值之前的零矢量区间的宽度宽。零矢量区间是图5所示的电动机施加电压的电位成为零电平的区间、即电动机施加电压成为0[v]的区间。

下面，对在电动机转速超过上限值的情况下使电动机施加电压的零矢量区间的宽度变化的动作进行说明。图10是说明图8所示的电压振幅指令控制部和图4所示的载波比较部的动作的流程图。图8所示的比较器45a对由旋转速度计算部42计算出的旋转速度ω与旋转速度阈值ωth进行比较，从而判断旋转速度ω是否超过了旋转速度阈值ωth、即电动机转速n是否超过了特定的阈值(步骤s1)。

在旋转速度ω未超过旋转速度阈值ωth的情况下(步骤s1，否)，重复步骤s1的处理，直至旋转速度ω超过旋转速度阈值ωth。此时，指令调整部45b输出使电压指令vm1、vm2的振幅恒定的电压振幅指令v*。

在旋转速度ω超过了旋转速度阈值ωth的情况下(步骤s1，是)，比较器45a向指令调整部45b输出表示旋转速度ω超过了旋转速度阈值ωth的速度超过信息(步骤s2)。当被输入速度超过信息时，指令调整部45b使电压振幅指令v*的值逐渐降低(步骤s3)。通过将基于电压振幅指令v*生成的电压指令vm1、vm2与载波进行比较，生成pwm信号。该电压指令vm1、vm2在载波成为波峰或波谷的定时更新。因此，指令调整部45b在载波成为波峰或波谷的定时更新电压振幅指令v*，在更新电压振幅指令v*时，例如，从上次的电压振幅指令v*减去恒定值，从而更新最新的电压振幅指令v*。通过重复进行该动作，电压振幅指令v*的值逐渐降低。

由于电压振幅指令v*的值降低，在图4所示的载波比较部38中，电压指令vm的振幅值降低，由于电压指令vm的振幅值降低，要与载波进行比较的电压指令vm1、vm2的振幅值降低。由此，pwm信号的导通区间的宽度变宽，因此，图5所示的电动机施加电压的零矢量区间的宽度逐渐变宽成比旋转速度ω超过旋转速度阈值ωth之前的零矢量区间的宽度宽(步骤s4)。

这样，本实施方式的电动机驱动装置2即使在由于负载变轻而使电动机转速n急剧上升的情况下，通过以使电动机施加电压的零矢量区间的宽度变宽的方式进行控制，也能够在抑制减磁的同时对电动机施加制动。

在步骤s4之后，处理器31例如对由旋转速度ω与感应电压常数之积运算出的感应电压em与直流电压vdc进行比较，判断感应电压em是否降低至小于直流电压vdc(步骤s5)。即，处理器31使用直流电压vdc，判断在电动机中产生的感应电压是否降低到比直流电压低。

在感应电压em比直流电压vdc大的情况下(步骤s5，否)，重复进行步骤s1以后的处理，直至感应电压em小于直流电压vdc。

在感应电压em小于直流电压vdc的情况下(步骤s5，是)，处理器31停止载波比较部38的载波信号的生成(步骤s6)。由此，单相逆变器11的动作停止，因此，抑制来自单相逆变器11的再生电压的上升，例如抑制施加于图6所示的平滑电容器3以及电源10的电压的上升，能够延长平滑电容器3以及电源10的寿命。

图11是表示在图1所示的定子的绕组中流动的电动机电流与在电动机产生的制动转矩的关系的图。图11示出位置传感器信号的波形、转子机械角θm、感应电压的波形、电动机电流的波形以及制动转矩。另外，在图11中，作为转子12a沿顺时针方向旋转时的转子机械角θm，例示了0°、45°、90°、135°以及180°。在转子12a沿顺时针方向旋转的情况下，输出与转子机械角θm相应的位置传感器信号21a。若是旋转速度ω足够高、ωl＞＞r成立的条件下，则电动机电流成为相对于感应电压延迟了90度相位的波形。因此，制动转矩由从设置于转子的磁铁产生的磁通与电动机电流之积决定，如图11所示那样变化。制动转矩的平均值为0。

在这样产生感应电压时，如图6所示，在持续提供开关元件51及开关元件53断开、开关元件52及开关元件54导通这样的pwm信号的情况下，电动机电流会急剧上升而过渡性地流过大的制动电流，因此，转子的磁铁有可能减磁。

在本实施方式中，在生成如图5所示的pwm信号时，进行通过减小电压指令vm1、vm2的振幅而使零矢量区间的宽度逐渐变宽的控制。通过使零矢量区间的宽度逐渐变宽，能够抑制电动机转速n急剧上升时的制动电流的上升。由于制动电流的上升被抑制，因此，能够抑制减磁的发生。另外，通过使零矢量区间的宽度逐渐变宽，能够在使电动机施加电压降低的同时使制动电流减少。因此，与没有零矢量区间的情况相比，能够缩短电动机的停止时间。

另外，由于制动电流的上升被抑制，因此，在多个开关元件51、52、53、54中分别流动的电流的上升也被抑制。因此，能够抑制超过多个开关元件51、52、53、54各自的耐电流(最大电流)而使多个开关元件51、52、53、54分别发生故障。另外，由于抑制超过耐电流，因此，能够使用电流容许量小的小电容的开关元件，能够抑制单相逆变器11的制造成本的上升。

下面，对驱动信号生成部32的结构进行说明。图12是表示图1所示的驱动信号生成部所具备的信号生成电路的结构例的图。图12所示的信号生成电路32a是生成驱动信号s1以及驱动信号s2的电路。此外，在图12中没有示出生成驱动信号s3以及驱动信号s4的电路，但该电路与图12所示的信号生成电路32a同样地构成，因此以下省略其结构的说明。

信号生成电路32a具备作为直流电压源的控制电源300、自举电路200、高电压驱动电路400以及低电压驱动电路401。

自举电路200具备阳极与控制电源300连接的自举二极管201、以及一端与自举二极管201的阴极连接的自举电容器202。自举电容器202的另一端与开关元件51向开关元件52连接的连接端11-1连接。自举电容器202起到使得用于高电压驱动电路400工作的电压比从控制电源300输出的电压高的作用。

在这样构成的自举电路200中，在开关元件52导通时，电流流过由控制电源300、自举二极管201、自举电容器202以及开关元件52构成的路径，对自举电容器202进行充电。在充电后的自举电容器202的两端产生的电容器电压vc能够用vc＝vcc+vbd-vf表示。vcc是控制电源300的电压，vbd是体二极管52a的正向电压，vf是自举二极管201的正向电压。

高电压驱动电路400利用从自举电路200输出的电压作为电源电压，将pwm信号q1转换为驱动信号s1，并输出到开关元件51的栅极。

低电压驱动电路401利用从控制电源300输出的电压作为电源电压，将pwm信号q2转换为驱动信号s2，并输出到开关元件52的栅极。

此外，在图2所示的开关元件53的驱动信号s3的生成中，利用与图12所示的高电压驱动电路400及自举电路200相同的电路。另外，在图2所示的开关元件54的驱动信号s4的生成中，利用与图12所示的低电压驱动电路401相同的电路。

在本实施方式的电动机驱动装置2中，通过将上臂的开关元件设为断开，将下臂的开关元件设为导通，从而产生使电流在下臂的开关元件与单相电动机12之间循环那样的电动机施加电压所包含的零矢量区间。由此，在作为上臂的开关元件的驱动电源的自举电容器202中蓄积电荷，能够使上臂的开关元件的动作所需的电压稳定化。

在一般的电动送风机中实施的转速恒定控制中，过电流有时会流过电动机。流过过电流的理由是因为在负载变动时，为了想要将电动机转速保持为恒定，电流会急剧地变动。这是因为，若在从“负载轻的状态”即“负载转矩小的状态”转变为“负载重的状态”即“负载转矩大的状态”时进行转速恒定控制，则想要维持相同转速而必须增大电动机输出转矩，电动机电流的变化量变大。

在本实施方式的控制中，在稳定运转时，进行使电压振幅指令v*恒定的控制。在此，在使电压振幅指令v*恒定的情况下，在负载变重时，电压振幅指令v*不变化，因此，与负载转矩变大相应地，电动机转速降低。通过该控制，能够防止电动机电流的骤然变化和过电流，因此，能够实现稳定地旋转的电动送风机以及电动吸尘器。

此外，在电动送风机的情况下，负载转矩随着作为电动机的负载的叶片的转速的增加而增加，并且也会由于风路的直径变宽而增加。风路的直径在以电动吸尘器为例的情况下表示吸入口的宽度。

例如，在由于什么都不与吸入口接触而风路的直径较宽时，需要将风吸入的力。因此，在叶片以相同转速旋转的情况下，负载转矩变大。另一方面，在有东西与吸入口接触而将吸入口堵塞的状态下，风路的直径变窄，不再需要将风吸入的力。因此，在叶片以相同转速旋转的情况下，负载转矩变小。

下面，对基于超前角控制的效果进行说明。首先，通过根据转速的增加而使超前角相位θv增加，能够扩大转速范围。在将超前角相位θv设为“0”的情况下，在电动机施加电压与电动机感应电压平衡处转速饱和。为了使转速进一步增加，使超前角相位θv前进，减弱因电枢反应而产生于定子的磁通，从而抑制电动机感应电压的增加，转速增加。因此，通过根据转速来选择超前角相位θv，能够得到宽的转速区域。

在将本实施方式的超前角控制应用于电动吸尘器的情况下，无论吸入口的堵塞状态的变化如何，即无论负载转矩如何，都使电压指令恒定，并根据旋转速度的增加而使电压指令的超前角即超前角相位θv增加即可。如果这样进行控制，则能够在宽的旋转速度范围内进行稳定的驱动。

下面，参照图13至图16，对本实施方式中的损失减少方法进行说明。图13是表示基于逆变器输出电压的极性的电动机电流的路径的第一图。图14是表示基于逆变器输出电压的极性的电动机电流的路径的第二图。图15是表示基于逆变器输出电压的极性的电动机电流的路径的第三图。图16是表示能够用作图2所示的开关元件的mosfet的概略构造的示意性剖视图。以下，首先参照图16说明mosfet的概略构造，之后参照图13至图15说明电动机电流的路径。

图16例示了n型mosfet。在n型mosfet的情况下，如图16所示，使用p型的半导体基板600。在半导体基板600形成源电极s、漏电极d以及栅电极g。在与源电极s及漏电极d相接的部位离子注入高浓度的杂质而形成n型的区域601。另外，在半导体基板600中，在未形成n型的区域601的部位与栅电极g之间形成氧化绝缘膜602。即，在栅电极g与半导体基板600中的p型的区域603之间夹设有氧化绝缘膜602。

当对栅电极g施加正电压时，电子被吸引到半导体基板600中的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的交界面，该交界面带负电。在电子聚集的部位，电子的密度变得比空穴密度高而n型化。该n型化的部分成为电流的通道，称为沟道604。在图16的例子中，沟道604是n型沟道。通过将mosfet控制为导通，与形成于p型的区域603的体二极管相比，流通的电流较多地流入沟道604。

在逆变器输出电压的极性为正的情况下，如图13的粗实线(a)所示，电流通过作为第一相的上臂的开关元件51的沟道而流入单相电动机12，通过作为第二相的下臂的开关元件54的沟道而从单相电动机12流出。另外，在逆变器输出电压的极性为负的情况下，如图13的粗虚线(b)所示，电流通过作为第二相的上臂的开关元件53的沟道而流入单相电动机12，通过作为第一相的下臂的开关元件52的沟道而从单相电动机12流出。

下面，对逆变器输出电压为零、即从单相逆变器11输出零电压的情况下的电流路径进行说明。当在生成了正的逆变器输出电压后逆变器输出电压变为零时，如图14的粗实线(c)所示，成为电流不从电源侧流动而是电流在单相逆变器11与单相电动机12之间往返的续流模式。此时，即将成为续流模式之前在单相电动机12中流动的电流的方向不变，因此，从单相电动机12流出的电流通过作为第二相的下臂的开关元件54的沟道和作为第一相的下臂的开关元件52的体二极管52a而返回到单相电动机12。此外，在生成了负的逆变器输出电压之后逆变器输出电压变为零的情况下，由于之前流动的电流的方向相反，因此，如图14的粗虚线(d)所示，续流电流的方向相反。具体进行说明，从单相电动机12流出的电流通过作为第一相的上臂的开关元件51的体二极管51a和作为第二相的上臂的开关元件53的沟道而返回到单相电动机12。

如上述说明那样，在电流在单相电动机12与单相逆变器11之间续流的续流模式中，在第一相及第二相中的任一相中，电流在体二极管中流动。一般而言，已知与沿二极管的正向流过电流相比，在mosfet的沟道中流过电流的情况下，导通损失变小。因此，在本实施方式中，在续流电流流动的续流模式下，为了减小流过体二极管的流通电流，将具有该体二极管的一侧的mosfet控制为导通。

在续流模式下，在图14的粗实线(c)所示的续流电流流过的定时，开关元件52被控制为导通。如果这样进行控制，则如图15的粗实线(e)所示，续流电流的大部分在电阻值小的开关元件52的沟道侧流动。由此，开关元件52中的导通损失减少。另外，在图14的粗虚线(d)所示的续流电流流过的定时，开关元件51被控制为导通。如果这样进行控制，则如图15的粗虚线(f)所示，续流电流的大部分在电阻值小的开关元件51的沟道侧流动。由此，开关元件51中的导通损失减少。

如上所述，在续流电流流过体二极管的定时，将具有该体二极管的一侧的mosfet控制为导通，从而能够减少开关元件的损失。因此，使mosfet的形状为表面贴装型而使其成为能够在基板上散热的构造，另外，由宽带隙半导体形成开关元件的一部分或全部，从而实现仅利用基板来抑制mosfet的发热的构造。此外，如果能够仅利用基板进行散热，则不需要散热器，因此，有助于逆变器的小型化，也能够带来产品的小型化。

除了上述的散热方法之外，通过将基板设置于风路，也能够得到进一步的散热效果。在此，风路是指如电动送风机那样产生空气的流动的风扇的周围的空间、或者电动送风机产生的风流动的通路。通过将基板设置于风路，能够通过电动送风机产生的风对基板上的半导体元件进行散热，因此，能够大幅抑制半导体元件的发热。

下面，对实施方式的电动机驱动装置的应用例进行说明。图17是具备本发明的实施方式的电动机驱动装置的电动吸尘器的结构图。电动吸尘器61具备作为直流电源的电池67、图1所示的电动机驱动装置2、由图1所示的单相电动机12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口体63、延长管62以及操作部66。电池67相当于图1所示的电源10。

使用电动吸尘器61的用户握持操作部66，对电动吸尘器61进行操作。电动吸尘器61的电动机驱动装置2将电池67作为电源来驱动电动送风机64。通过使电动送风机64驱动，从吸入口体63吸入灰尘，吸入的灰尘经由延长管62向集尘室65收集。

电动吸尘器61是电动机转速从0[rpm]变动至10万[rpm]的产品。电动机转速有时也会达到10万[rpm]以上的值。在驱动这样单相电动机12高速旋转的产品时，优选上述的实施方式的控制方法。如上所述，电动吸尘器61是负载根据电动吸尘器的吸入口与地面的接触面积而变动的应用，另外是加速率高的应用。因此，搭载于电动吸尘器61的电动机的旋转速度有可能瞬时到达极限值。根据本实施方式的电动机驱动装置2，在电动机的旋转速度急剧上升的应用中，实施制动控制，因此，能够将电动机的旋转速度收敛于产品的可工作范围内，能够提高电动吸尘器61的工作质量，并且提高电动吸尘器61的可靠性。

另外，根据本实施方式的电动机驱动装置2，在实施制动控制时，下臂的开关元件导通，从而产生制动转矩。此时，经由下臂的开关元件，自举电容器202被瞬间充电，因此，在单相逆变器11刚停止之后再起动的情况下，能够缩短再起动时的向自举电容器202的充电时间，或者能够消除该充电时间。因此，能够缩短单相逆变器11的再起动时间。

图18是具备本发明的实施方式的电动机驱动装置的干手器的结构图。干手器90具备电动机驱动装置2、壳体91、手检测传感器92、水接收部93、排水容器94、罩96、传感器97、吸气口98及电动送风机95。在此，传感器97是陀螺仪传感器以及人体传感器中的任一个。在干手器90中，将手插入到位于水接收部93的上部的手插入部99，从而通过电动送风机95的送风将水吹飞，吹飞的水被水接收部93收集后，积存于排水容器94。

与图17所示的电动吸尘器61同样，干手器90是电动机转速从0[rpm]变动至10万[rpm]的产品。因此，在干手器90中，也优选上述的实施方式的控制方法，能够得到与电动吸尘器61同样的效果。

图19是用于说明本发明的实施方式的电动机驱动装置中的调制控制的图。在该图的左侧示出转速与调制率的关系。另外，在该图的右侧示出调制率为1.0以下时的逆变器输出电压的波形和调制率超过1.0时的逆变器输出电压的波形。一般而言，随着转速的增加，旋转体的负载转矩变大。因此，需要随着转速的增加而使电动机输出转矩增加。另外，一般而言，电动机输出转矩与电动机电流成正比地增加，电动机电流的增加需要逆变器输出电压的增加。因此，通过提高调制率来增加逆变器输出电压，能够增加转速。

下面，对本实施方式中的转速控制进行说明。此外，在以下的说明中，假定电动送风机作为负载，按照以下方式区分电动送风机的运转区域。

(a)低速旋转区域(低转速区域)：0[rpm]至10万[rpm]

(b)高速旋转区域(高转速区域)：10万[rpm]以上

此外，夹在上述(a)和上述(b)之间的区域是灰色区域，根据用途，有时包含在低速旋转区域中，有时包含在高速旋转区域中。

首先，对低速旋转区域中的控制进行说明。在低速旋转区域中，将调制率设为1.0以下进行pwm控制。此外，通过将调制率设为1.0以下，能够将电动机电流控制为正弦波，实现电动机的高效率化。此外，在低速旋转区域和高速旋转区域以相同的载波频率进行工作的情况下，载波频率成为匹配高速旋转区域的载波频率，因此，在低速旋转区域中pwm脉冲具有超过所需地变多的倾向。因此，也可以采用在低速旋转区域中使载波频率降低来使开关损失降低的方法。另外，也可以控制成与转速同步地使载波频率变化，从而避免脉冲数根据转速而变化。

下面，对高速旋转区域中的控制进行说明。在高速旋转区域中，调制率被设定为大于1.0的值。通过使调制率大于1.0，在使逆变器输出电压增加的同时，使逆变器内的开关元件进行的开关次数减少，从而能够抑制开关损失的增加。在此，通过使调制率超过1.0，电动机输出电压增加，但由于开关次数降低，因此担心电流的失真。然而，在高速旋转中，电动机的电抗分量变大，作为电动机电流的变化分量的di/dt变小，因此，与低速旋转区域相比电流失真变小，对波形的失真的影响变小。因此，在高速旋转区域中，将调制率设定为大于1.0的值，进行减少开关脉冲数的控制。通过该控制，能够抑制开关损失的增加，实现高效率化。

此外，如上所述，低速旋转区域与高速旋转区域的交界模糊。因此，在控制部25中设定决定低速旋转区域与高速旋转区域的交界的第一旋转速度，控制部25进行如下控制即可：在电动机或负载的旋转速度为第一旋转速度以下的情况下将调制率设定为1.0以下，在电动机或负载的旋转速度超过第一旋转速度的情况下设定为超过1的调制率。

如以上说明那样，在本实施方式中，说明了将电动机驱动装置2应用于电动吸尘器61及干手器90的结构例，但电动机驱动装置2能够应用于搭载有电动机的电气设备。搭载有电动机的电气设备是焚烧炉、粉碎机、干燥机、集尘机、印刷机器、清洁机器、制糖机器、制茶机器、木工机器、塑料挤压机、瓦楞纸板机器、包装机器、热风产生机、oa设备、电动送风机等。电动送风机是物体输送用、吸尘用或一般送风排风用的送风机构。

以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一例，也能够与其他公知技术组合，也能够在不脱离本发明的主旨的范围内省略、变更结构的一部分。

附图标记说明

1电动机驱动系统；2电动机驱动装置；3平滑电容器；10电源；11单相逆变器；11-1、11-2连接端；12单相电动机；12a转子；12b定子；20电压传感器；21位置传感器；21a位置传感器信号；25控制部；31处理器；32驱动信号生成部；32a信号生成电路；33载波生成部；33a载波频率设定部；34存储器；38载波比较部；38a绝对值运算部；38b除法部；38c、38d乘法部；38e、38f加法部；38g、38h比较部；38i、38j输出反转部；42旋转速度计算部；44超前角相位计算部；45电压振幅指令控制部；45a比较器；45b指令调整部；51、52、53、54开关元件；51a、52a、53a、54a体二极管；61电动吸尘器；62延长管；63吸入口体；64、95电动送风机；65集尘室；66操作部；67电池；68、97传感器；90干手器；91壳体；92手检测传感器；93水接收部；94排水容器；96罩；98吸气口；99手插入部；200自举电路；201自举二极管；202自举电容器；300控制电源；400高电压驱动电路；401低电压驱动电路；600半导体基板；601、603区域；602氧化绝缘膜；604沟道。