马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器的制作方法

本发明涉及驱动马达的马达驱动装置、具备马达驱动装置的电动送风机、吸尘器以及干手器。

背景技术：

在专利文献1中公开了一种通过调节作为弱磁电流的d轴电流来抑制再生电力的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2017-103907号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术课题

然而，在专利文献1所公开的技术中，如果不通过使电流流过卷绕于马达定子的绕组而使定子中产生旋转磁场，则无法抑制再生电力。因此，专利文献1所公开的技术存在如下技术课题：无法应用于不产生旋转磁场而驱动马达的驱动装置，对驱动装置所具备的电力变换用电解电容器施加的电压由于再生电力而上升，电解电容器的寿命有可能变短。

本发明是鉴于上述情形而做出的，目的在于得到如下马达驱动装置：通过不产生旋转磁场而抑制从马达向逆变器流动的再生电力，从而能够抑制电解电容器寿命变短。

用于解决技术课题的技术方案

为了解决上述技术课题并达成目的，本发明的马达驱动装置具备逆变器，该逆变器具有多个开关元件，通过多个开关元件的工作，将从直流电源输出的直流电压变换为交流电压而施加于马达。马达驱动装置具备：控制电源，利用直流电压而输出电压低于直流电压的电力；以及第1信号生成部，由电力驱动，生成驱动多个开关元件的驱动信号，并将驱动信号输出至多个开关元件。马达驱动装置具备电力供给开关，当马达的转速高于阈值时，该电力供给开关以使电力从控制电源向第1信号生成部供给的方式工作，当转速小于阈值时，该电力供给开关以使从控制电源向第1信号生成部的电力的供给停止的方式工作。

发明效果

本发明的马达驱动装置实现如下效果：通过不产生旋转磁场而抑制从马达向逆变器流动的再生电力，从而能够抑制电解电容器寿命变短。

附图说明

图1为示出具备本发明的实施方式的马达驱动装置的马达驱动系统的结构的图。

图2为示出图1所示的单相逆变器的电路结构的图。

图3为示出用于生成图1所示的脉冲宽度调制(pulsewidthmoduration：pwm)信号的功能结构的图。

图4为详细示出图3所示的载波比较部及载波生成部的图。

图5为示出图4所示的电压指令、pwm信号和马达施加电压的波形的时序图。

图6为示出图2所示的驱动信号生成部所具备的信号生成电路的结构例的图。

图7为示出控制图1所示的电力供给开关的工作并且降低由驱动信号生成部等消耗的电力的功能的结构例的图。

图8为说明图7所示的速度比较部、判定部、开关操作部及模式切换部的工作的流程图。

图9为示出在图1所示的驱动信号生成部及位置传感器消耗的电力的变化的图。

图10为示出用于计算向图3及图4所示的载波生成部及载波比较部输入的超前相位的功能结构的图。

图11为示出图10所示的超前相位的计算方法的一例的图。

图12为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第1图。

图13为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第2图。

图14为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第3图。

图15为示出能够用作图2所示的开关元件的mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的概略构造的示意性剖视图。

图16为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的吸尘器的结构图。

图17为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的干手器的结构图。

图18为用于说明本发明的实施方式的马达驱动装置的调制控制的图。

附图标记

1：马达驱动系统；2：马达驱动装置；3：电容器；10：电源；11：单相逆变器；11-1、11-2：连接端；12：单相马达；12a：转子；12b：定子；20：电压传感器；21：位置传感器；21a：位置传感器信号；25：控制部；31：处理器；32：驱动信号生成部；32a：信号生成电路；33：载波生成部；33a：载频设定部；34：存储器；35：电力供给开关；36：操作开关；36a：操作信号；38：载波比较部；38a：绝对值运算部；38b：除法部；38c、38d：乘法部；38e、38f：加法部；38g、38h：比较部；38i、38j：输出反转部；40、41：控制电源；40a：输出端子；40b：输入端子；42：转速计算部；44：超前相位计算部；45：速度比较部；51、52、53、54：开关元件；51a、52a、53、53a、54a：体二极管；61：吸尘器；62：延长管；63：吸入口体；64：电动送风机；65：集尘室；66：操作部；67：电池；68：传感器；71：第1布线；72：第2布线；73：第3布线；80：判定部；80a：停止信号；81：开关操作部；82：模式切换部；82a：切换信号；90：干手器；91：壳体；92：手探测传感器；93：接水部；94：排水容器；95：电动送风机；96：盖；97：传感器；98：吸气口；99：手插入部；200：自举电路；201：自举二极管(bootdiode)；202：自举电容器(bootcapacitor)；400：高电压驱动电路；401：低电压驱动电路；600：半导体基板；601：区域；602：氧化绝缘膜；603：区域；604：沟道。

具体实施方式

以下基于附图详细说明本发明的实施方式的马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器。此外，本发明不受该实施方式所限定。

实施方式.

图1为示出具备本发明的实施方式的马达驱动装置的马达驱动系统的结构的图。本发明的实施方式的马达驱动系统1具备电源10、马达驱动装置2及单相马达12。

电源10为对马达驱动装置2供给直流电力的直流电源。电源10为转换器、电池等。电源10只要为输出直流电力的电源即可，不限定于转换器、电池等。

单相马达12为具备永磁式的转子12a和定子12b的无刷马达。此外，单相马达12只要为产生感应电压的永磁式马达即可，不限定于无刷马达。假设在转子12a上沿周向排列有4个永磁体。这些永磁体被配置为各自的磁极方向在周向上交替反转，形成转子12a的多个磁极。此外，永磁体的数量不限定于4个，只要为4个以上即可。在定子12b卷绕有未图示的绕组。马达电流流过该绕组。马达电流等同于从单相逆变器11向单相马达12供给的交流电流。

马达驱动装置2为对单相马达12供给交流电力而驱动单相马达12的装置。马达驱动装置2具备电压传感器20、位置传感器21、单相逆变器11、控制部25、驱动信号生成部32、电力供给开关35、控制电源40、控制电源41及操作开关36。

电压传感器20检测从电源10输出的直流电压vdc。此外，电压传感器20可以检测施加于马达驱动装置2的输入端的电压，也可以检测向在电源10的输出端连接的布线施加的直流电压。

位置传感器21检测转子12a的旋转位置即转子旋转位置，并输出检测出的旋转位置信息作为位置传感器信号21a。位置传感器信号21a为根据从转子12a产生的磁通的方向而取高电平或低电平的二值电位的信号。

单相逆变器11为具有将从电源10输出的直流电压变换为交流电压并将其施加于马达的直流交流变换功能的电力变换器。交流电力被供给至单相马达12。

控制部25基于直流电压vdc和从位置传感器21输出的位置传感器信号21a来生成pwm信号q1、q2、q3、q4。以下有时将pwm信号q1、q2、q3、q4简称为pwm信号。控制部25为第2信号生成部。

驱动信号生成部32将从控制部25输出的pwm信号放大，并输出放大后的信号作为用于驱动单相逆变器11中的开关元件的驱动信号s1、s2、s3、s4。驱动信号生成部32为第1信号生成部。驱动信号s1为pwm信号q1被放大后的信号，驱动信号s2为pwm信号q2被放大后的信号，驱动信号s3为pwm信号q3被放大后的信号，驱动信号s4为pwm信号q4被放大后的信号。

控制部25具有处理器31、载波生成部33及存储器34。处理器31为进行关于pwm控制及超前角控制的各种运算的处理部。pwm控制及超前角控制的详情将在后说明。作为处理器31，能够例示cpu(也称为centralprocessingunit(中央处理单元)、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微计算机、处理器、dsp(digitalsignalprocessor，数字信号处理器))或系统lsi(largescaleintegration，大规模集成电路)。

作为存储器34，能够例示如ram(randomaccessmemory，随机存取存储器)、rom(readonlymemory，只读存储器)、闪存、eprom(erasableprogrammablereadonlymemory，可擦除可编程只读存储器)、eeprom(注册商标)(electricallyerasableprogrammableread-onlymemory，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性半导体存储器。另外，存储器34不限定于这些，也可以为磁盘、光盘、压缩光盘、迷你盘或dvd(digitalversatiledisc，数字多功能光盘)。存储器34中保存有由处理器31读取的程序。存储器34被用作处理器31进行运算处理时的作业区域。此外，图1所示的载波生成部33的功能可以由执行储存于存储器34的专用程序的处理器来实现，也可以为专用硬件。载波生成部33的结构的详情将在后说明。

控制电源40生成并输出低于从电源10输出的直流电力的电力。从控制电源40输出的电力经由电力供给开关35被供给至驱动信号生成部32及位置传感器21，并且被供给至控制电源41。控制电源41生成并输出比从控制电源40供给的电力低的电力。从控制电源41输出的电力被供给至控制部25。

图2为示出图1所示的单相逆变器的电路结构的图。单相逆变器11具有桥接的多个开关元件51、52、53、54。在图2中，除了单相逆变器11所具有的多个开关元件51、52、53、54之外，还示出了连接于单相逆变器11的单相马达12。位于高电位侧的两个开关元件51、53各自被称为上支路开关元件。位于低电位侧的两个开关元件52、54各自被称为下支路开关元件。

开关元件51的向开关元件52的连接端11-1和开关元件53的向开关元件54的连接端11-2构成桥接电路中的交流端。在连接端11-1及连接端11-2连接有单相马达12。

在开关元件51中形成有在开关元件51的漏极与源极之间并联连接的体二极管51a。在开关元件52中形成有在开关元件52的漏极与源极之间并联连接的体二极管52a。在开关元件53中形成有在开关元件53的漏极与源极之间并联连接的体二极管53a。在开关元件54中形成有在开关元件54的漏极与源极之间并联连接的体二极管54a。体二极管51a、52a、53a、54a各自为在mosfet的内部形成的寄生二极管，并且被用作回流二极管。

作为多个开关元件51、52、53、54的各个开关元件，能够例示由硅类材料构成的mosfet。但是，多个开关元件51、52、53、54各自不限定于由硅类材料构成的mosfet，多个开关元件51、52、53、54中的至少一个可以为由如碳化硅、氮化镓类材料或金刚石这样的宽带隙半导体构成的mosfet。

一般而言，与硅半导体相比，宽带隙半导体的耐电压及耐热性高。因此，通过在多个开关元件51、52、53、54中的至少一个中使用宽带隙半导体，从而开关元件51、52、53、54的耐电压性及容许电流密度变高，能够使嵌入有开关元件51、52、53、54的半导体模块变小。另外，由于宽带隙半导体的耐热性也高，因此用于将由半导体模块产生的热量散热的散热部能够变小，而且将由半导体模块产生的热量散热的散热构造能够简化。

图3为示出用于生成图1所示的pwm信号的功能结构的图。图4为详细示出图3所示的载波比较部及载波生成部的图。生成pwm信号q1、q2、q3、q4的功能能够由图3所示的载波生成部33及载波比较部38来实现。载波比较部38的功能由图1所示的处理器31来实现。超前相位θv、基准相位θe、由载波生成部33生成的载波、直流电压vdc和电压指令vm的振幅值即电压振幅指令v*被输入至载波比较部38。载波比较部38基于超前相位θv、基准相位θe、载波、直流电压vdc及电压振幅指令v*来生成pwm信号。

超前相位θv及基准相位θe被用于生成图4所示的电压指令vm1、vm2。超前相位θv由后述的超前相位计算部来计算。“超前相位”是指用相位来表示的电压指令的超前角即超前角θvv。“超前角”是指单相逆变器11向未图示的定子绕组施加的马达施加电压与在该定子绕组感应出的马达感应电压之间的相位差。马达施加电压与单相逆变器11的输出电压即逆变器输出电压同义。当马达施加电压比马达感应电压超前时，“超前角”取正值。基准相位θe由后述的转速计算部来计算。基准相位θe为将转子12a距基准位置的角度即转子机械角换算为电角而得到的相位。

如图4所示，载波生成部33具有载频设定部33a。在载频设定部33a中设定载波的频率即载频fc[hz]。通过载频设定部33a生成与超前相位θv的周期同步的载波。生成的载波被输出至载波比较部38。图4中示出了作为载波的一例的三角波的波形。三角波是其峰值为“1”、其谷值为“0”的信号波。此外，单相逆变器11的pwm控制包括同步pwm控制和非同步pwm控制。在非同步pwm控制的情况下，不需要使载波与超前相位θv同步。

载波比较部38具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、加法部38e、加法部38f、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i及输出反转部38j。

绝对值运算部38a运算电压振幅指令v*的绝对值|v*|。通过除法部38b将绝对值|v*|除以直流电压vdc。例如，在电源10为电池的情况下，即使在电池电压下降时，通过将绝对值|v*|除以直流电压vdc，从而与电池电压下降且不除以直流电压vdc的情况相比，能够使调制率增加，以免马达施加电压由于电池电压的下降而下降。电池电压表示电池的输出电压。

此外，在电源10不是电池、而是将来自商用电源的交流电力变换为直流电力的电力变换装置的情况下，由于商用电源的电压变动小，因此电力变换装置的输出电压的变动比电池的输出电压的变动小。因此，在利用商用电源来输出直流电力的电源10连接于单相逆变器11的情况下，可以对除法部38b输入在马达驱动装置2的内部生成的电压、即电压示出为恒定值的直流电压来代替直流电压vdc。

乘法部38c将超前相位θv与基准相位θe相加，并运算相加后的结果的正弦。乘法部38c通过将除法部38b的输出乘以运算后的正弦来运算电压指令vm。

加法部38e对乘法部38c的输出即电压指令vm加1。加法部38e的输出作为用于驱动图2所示的两个开关元件51、52的电压指令vm1而被输出至比较部38g。电压指令vm1及载波被输入至比较部38g。比较部38g对电压指令vm1和载波进行比较，比较结果为pwm信号q2。

输出反转部38i对比较部38g的输出进行反转。输出反转部38i的输出为pwm信号q1。利用输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时接通。

乘法部38d对乘法部38c的输出即电压指令vm乘以-1。加法部38f对乘法部38d的输出加上1。加法部38f的输出作为用于驱动图2所示的两个开关元件53、54的电压指令vm2而被输入至比较部38h。电压指令vm2及载波被输入至比较部38h。比较部38h对电压指令vm2和载波进行比较，比较结果为pwm信号q4。

输出反转部38j对比较部38h的输出进行反转。输出反转部38j的输出为pwm信号q3。由于输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会被同时接通。

图5为示出图4所示的电压指令、pwm信号和马达施加电压的波形的时序图。图5中示出了位置传感器信号、转子机械角θm、基准相位θe、超前相位θv、电压指令vm1、电压指令vm2、载波、pwm信号q1、q2、q3、q4及马达施加电压的波形。电压指令vm1的波形由虚线示出，电压指令vm2的波形由单点划线示出。这些波形为例如具备4个永磁体的转子12a旋转一圈时检测出的波形。图5中由箭头示出的a、b、c、d、e表示在卷绕于单相马达12的定子12b的线圈流过的电流换流的定时。

此外，图4所示的载波比较部38使用图5所示的波形的电压指令vm1、vm2来生成pwm信号q1、q2、q3、q4。另外，通过利用pwm信号q1、q2、q3、q4来控制单相逆变器11中的开关元件51、52、53、54，从而进行pwm控制后的马达施加电压被施加至单相马达12。马达施加电压为取高电平、低电平或零电平的电位的信号。

另外，作为在生成pwm信号q1、q2、q3、q4时使用的调制方式，已知双极调制方式和单极调制方式。双极调制方式为输出按正或负电位变化的电压脉冲的调制方式。单极调制方式为输出每电源半周期在3个电位之间变化的电压脉冲，即在正电位、负电位和零电位之间变化的电压脉冲的调制方式。

图5所示的pwm信号q1、q2、q3、q4的波形为基于单极调制的波形。在本实施方式的马达驱动装置2中可以使用任意的调制方式。此外，在需要使马达施加电压的波形和流过单相马达12的线圈的电流的波形更加接近正弦波的用途中，相比于双极调制，优选采用谐波含量少的单极调制。

如上所述，马达施加电压是通过对载波和电压指令进行比较来确定的。由于马达转数越升高，电压指令的频率越增加，因此在一个电角周期中输出的马达施加电压所包含的电压脉冲的数量越减少。因此，电压脉冲的数量对电流波形的失真造成的影响变大。一般而言，在电压脉冲的数量为偶数的情况下，马达施加电压被叠加有偶次谐波，正侧波形与负侧波形的对称性消失。因而，为了使流过单相马达12的线圈的电流的波形接近谐波含量被抑制后的正弦波，优选进行控制以使一个电角周期中的电压脉冲的数量为奇数。通过进行控制以使一个电角周期中的电压脉冲的数量为奇数，能够使流过单相马达12的线圈的电流的波形接近正弦波。

接下来说明生成驱动信号的电路的结构例。图6为示出图2所示的驱动信号生成部所具备的信号生成电路的结构例的图。图6所示的信号生成电路32a为利用从控制电源40输出的电压来生成驱动信号s1及驱动信号s2的电路。此外，图6中没有示出生成驱动信号s3及驱动信号s4的电路，但由于该电路与图6所示的信号生成电路32a同样地构成，因此以下省略对其结构的说明。

在信号生成电路32a连接有第1布线71的一端，在第1布线71的另一端连接有电力供给开关35的一端。电力供给开关35的另一端连接于第2布线72的一端，第2布线72的另一端连接于控制电源40的输出端子40a。在控制电源40的输入端子40b连接有第3布线73的一端，第3布线73的另一端与电源10电连接。

信号生成电路32a具备自举电路200、高电压驱动电路400及低电压驱动电路401。

自举电路200具备阳极连接于控制电源40的自举二极管201和一端连接于自举二极管201的阴极的自举电容器202。自举电容器202的另一端连接于开关元件51的向开关元件52的连接端11-1。自举电容器202发挥使高电压驱动电路400用于工作的电压高于从控制电源40输出的电压的作用。

在像这样构成的自举电路200中，当开关元件52接通时，电流流过由控制电源40、自举二极管201、自举电容器202及开关元件52构成的路径，自举电容器202被充电。在充电后的自举电容器202的两端产生的电容器电压vc能够由vc＝vcc+vbd-vf来表示。vcc为控制电源40的电压，vbd为体二极管52a的正向电压，vf为自举二极管201的正向电压。

高电压驱动电路400利用从自举电路200输出的电压作为电源电压来将pwm信号q1变换为驱动信号s1，并将其输出至开关元件51的栅极。

低电压驱动电路401利用从控制电源40输出的电压作为电源电压来将pwm信号q2变换为驱动信号s2，并将其输出至开关元件52的栅极。

接下来对如下工作进行说明：当已进行停止操作时，通过控制电力供给开关35，从而在驱动信号生成部32等产生的待机电力降低，并且防止图2所示的电容器3的寿命由于再生电力而缩短。电容器3为用于平滑从电源10输出的电压的电解电容器。

图7为示出控制图1所示的电力供给开关的工作并且降低由驱动信号生成部等消耗的电力的功能的结构例的图。图8为说明图7所示的速度比较部、判定部、开关操作部及模式切换部的工作的流程图。图7所示的速度比较部45、判定部80、开关操作部81及模式切换部82由图1所示的处理器31及存储器34来实现。即，将用于执行速度比较部45、判定部80、开关操作部81及模式切换部82的处理的计算机程序事先储存于存储器34，处理器31读取并执行该程序，从而实现速度比较部45、判定部80、开关操作部81及模式切换部82的功能。

在图1所示的单相逆变器11的运行开始之后，图7所示的判定部80基于从操作开关36输出的操作信号36a来判断是否已进行马达驱动装置2的停止操作(步骤s1)。例如，在操作信号36a为取高电平或低电平的二值电位的信号的情况下，高电平的操作信号36a表示已进行马达驱动装置2的启动操作，低电平的操作信号36a表示已进行马达驱动装置2的停止操作。

判定部80在由于被输入了高电平的操作信号36a而判断为未执行停止操作的情况下(步骤s1为否)，重复步骤s1的处理。

判定部80在根据从高电平的操作信号36a变为低电平的操作信号36a而判断为已执行停止操作的情况下(步骤s1为是)，向开关操作部81及模式切换部82输出表示已执行停止操作的停止信号80a(步骤s2)。

速度比较部45通过对转速ω和转速阈值ωth进行比较来判断转速ω是否小于转速阈值ωth(步骤s3)。转速ω由后述的转速计算部来计算。当将从电源10输出的直流电压设为vdc、将感应电压设为vn时，转速阈值ωth被设定为vdc＝vn的转速。

在转速ω高于转速阈值ωth的情况下(步骤s3为否)，速度比较部45不输出速度下降信号45a，重复步骤s3的处理。在此，马达的感应电压根据马达转速而定，由感应电压产生的再生电力在vdc＜vn时产生。当由于vdc＜vn而产生再生电力时，高于直流电压的再生电压被施加于图3所示的电容器3，电容器3的寿命有可能变短。在速度比较部45中，由于转速阈值ωth被设定为vdc＝vn的转速，因此当vdc＜vn时，即转速ω高于转速阈值ωth时，不输出速度下降信号45a。

当未输出速度下降信号45a时，开关操作部81控制电力供给开关35以维持电力供给开关35为接通状态(步骤s4)。例如在电力供给开关35为mosfet的情况下，当未输出速度下降信号45a时，开关操作部81持续输出栅极驱动信号。由于接收栅极驱动信号时的mosfet被维持为接通状态，因此从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给继续。据此，单相逆变器11中的开关工作继续，能够防止再生电流从单相马达12向电源10流动。因此，对电容器3不会施加高于直流电压的电压。如此，在本实施方式中，无需如现有技术那样产生旋转磁场，就能够抑制高于直流电压的再生电压被施加于电容器3，其结果是能够防止电容器3的寿命变短。

在转速ω小于转速阈值ωth的情况下(步骤s3为是)，速度比较部45输出速度下降信号45a(步骤s5)。当已输出速度下降信号45a时，开关操作部81控制电力供给开关35以使电力供给开关35从接通状态变为关断状态(步骤s6)。例如在电力供给开关35为mosfet的情况下，开关操作部81在接收到速度下降信号45a的情况下停止输出栅极驱动信号。据此，mosfet为关断状态，因此从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给被停止。此外，在电力供给开关35变为了关断状态的情况下，从电力供给开关35向位置传感器21的电力供给也被停止。由于从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给被停止，因此不再从驱动信号生成部32输出驱动信号s1、s2、s3、s4。因此，单相逆变器11中的开关工作停止。即使在像这样已停止开关工作的情况下，当转速ω小于转速阈值ωth时，对电容器3也施加低于直流电压的再生电压。因此，即使在电力供给开关35变为接通状态的情况下，也是低于直流电压的再生电压被施加于电容器3，能够防止电容器3的寿命变短。

此外，在电力供给开关35为机械式常闭开关的情况下，在接收到停止信号80a之后直到接收到速度下降信号45a为止，开关操作部81持续向用于驱动电力供给开关35的可动触点的励磁线圈施加电压。在对励磁线圈施加有电压时，电力供给开关35的可动触点与固定触点持续接触。据此，从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给继续。在接收到停止信号80a之后，在接收到速度下降信号45a的情况下，开关操作部81停止向励磁线圈施加电压。据此，电力供给开关35的可动触点离开固定触点而变为关断状态，从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给被停止。

另外，由于从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给被停止，从而电流不再流过构成驱动信号生成部32的信号生成电路32a，因此与从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给继续的情况相比，能够降低在驱动信号生成部32产生的待机电力。另外，由于从控制电源40向位置传感器21的电力供给被停止，从而电流不再流过位置传感器21，因此与从控制电源40向位置传感器21的电力供给继续的情况相比，能够降低在位置传感器21产生的待机电力。

接收到停止信号80a的模式切换部82将从作为第1模式的通常模式切换为作为低功耗模式的第2模式的信号即切换信号82a输出至载波比较部38(步骤s7)。第1模式为使图4所示的载波比较部38进行载波信号的生成的工作模式。第2模式为使载波比较部38停止载波信号的生成的工作模式。例如载波比较部38在直到被输入来自模式切换部82的切换信号82a为止，继续生成载波信号，在被输入了来自模式切换部82的切换信号82a之后，停止生成载波信号。通过停止生成载波信号，降低了在单相逆变器11停止时在载波比较部38消耗的电力。

在单相逆变器11的运行被停止之后，判定部80基于从操作开关36输出的操作信号36a来判断是否已进行启动操作(步骤s8)。

在由于被输入了低电平的操作信号36a而判断为未执行启动操作的情况下(步骤s8为否)，判定部80重复步骤s8的处理。

在根据从低电平的操作信号36a变为高电平的操作信号36a而判断为已执行启动操作的情况下(步骤s8为是)，判定部80停止输出停止信号80a(步骤s9)。

由于停止信号80a的输出被停止，开关操作部81控制电力供给开关35以使电力供给开关35从关断状态变为接通状态(步骤s10)。在步骤s10之后，在判定部80进行步骤s1的处理。

例如在电力供给开关35为mosfet的情况下，开关操作部81在停止信号80a的输出停止时输出栅极驱动信号。据此，mosfet变为接通状态，从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给重新开始。例如在电力供给开关35为机械式常闭开关的情况下，开关操作部81在停止信号80a的输出停止时向用于驱动电力供给开关35的可动触点的励磁线圈施加电压。据此，电力供给开关35的可动触点与固定触点接触而变为接通状态，从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给重新开始。

由于从控制电源40向驱动信号生成部32的电力供给重新开始，在驱动信号生成部32中生成驱动信号s1、s2、s3、s4，在单相逆变器11中进行电力变换。据此单相马达12开始旋转。此外，由于在电力供给开关35变为接通状态的情况下，从电力供给开关35向位置传感器21的电力供给也重新开始，因此位置传感器21能够生成位置传感器信号21a。

图9为示出在图1所示的驱动信号生成部及位置传感器消耗的电力的变化的图。图9的纵轴表示例如在如图1所示的驱动信号生成部32及位置传感器21消耗的电力的合计值。横轴表示时间。图9的实线表示利用图1所示的电力供给开关35时在驱动信号生成部32及位置传感器21产生的功耗。图9的虚线表示未利用电力供给开关35时在驱动信号生成部32及位置传感器21产生的功耗。

在利用了电力供给开关35的情况下，电力供给开关35变为关断状态，从而与未利用电力供给开关35的情况相比，在驱动信号生成部32及位置传感器21消耗的电力示出低的值。如此，在本实施方式的马达驱动装置2中，当单相逆变器11停止时，能够降低逆变器控制部即驱动信号生成部32及位置传感器21中的待机电力。

此外，本实施方式的马达驱动装置2构成为停止向驱动信号生成部32及位置传感器21的电力供给，但也可以构成为向驱动信号生成部32或位置传感器21供给的电力被停止。例如，期望构成为在驱动信号生成部32的待机电力大于位置传感器21的待机电力时，向驱动信号生成部32供给的电力被停止。

另外，在本实施方式的马达驱动装置2中，当单相逆变器11停止时，从通常模式切换为低功耗模式。因此，在载波比较部38产生的功耗降低，马达驱动装置2整体的功耗进一步降低。另外，由于功耗降低，从而例如在电源10为电池的情况下，由于随着待机电力下降，单相逆变器11停止时的电池的放电降低，因此能够使单相马达12的运行时间变长。另外，由于随着待机电力下降，构成驱动信号生成部32的电解电容器、电阻器等电路部件的发热被抑制，因此能够延长电路部件的寿命。

此外，当电阻器的温度变化时，驱动多个开关元件的各个开关元件的驱动信号s1、s2、s3、s4的生成定时有时会产生偏差。在本实施方式的马达驱动装置2中，由于当单相逆变器11停止时，向驱动信号生成部32的电力供给消失，因此电阻器等电路部件的发热被抑制。因此，单相逆变器11启动时的驱动信号s1、s2、s3、s4的生成定时的偏差被抑制，能够使逆变器控制的精度提高。

此外，在现有的马达驱动装置中存在如下情况：在直流电源与逆变器之间设置开关，通过关断该开关，从而切断从直流电源向逆变器及逆变器控制单元供给的电力，使待机电力降低。但是，由于电解电容器被搭载于逆变器，因此在开关从关断状态变为接通状态时，浪涌电流从直流电源流向逆变器。由于该浪涌电流而电解电容器被施加高的电压，电解电容器的寿命变短，因此需要抑制浪涌电路的电路，逆变器的构造变得复杂并且逆变器的制造成本增加。与之相对，在本实施方式的马达驱动装置2中，不使用该开关而单相逆变器11连接于电源10。因此，能够不产生浪涌电流而延长电解电容器的寿命。

接下来对本实施方式中的超前角控制进行说明。图10为示出用于计算向图3及图4所示的载波生成部及载波比较部输入的超前相位的功能结构的图。图10所示的转速计算部42及超前相位计算部44各自的功能由图1所示的处理器31及存储器34来实现。即，将用于执行转速计算部42及超前相位计算部44的处理的计算机程序事先储存于存储器34，处理器31读取并执行程序，从而实现转速计算部42及超前相位计算部44的功能。

转速计算部42基于位置传感器信号21a来计算单相马达12的转速ω和基准相位θe。基准相位θe为将转子12a距基准位置的旋转角度即转子机械角θm换算为电角而得到的相位。超前相位计算部44基于由转速计算部42计算出的转速ω及基准相位θe计算超前相位θv。

图11为示出图10所示的超前相位的计算方法的一例的图。图11的横轴为马达转数n，图11的纵轴为超前相位θv。马达转数n为每单位时间的转数且与转速对应。如图11所示，能够使用相对于马达转数n的增加而超前相位θv增加的函数来确定超前相位θv。在图11的例子中，利用一阶线性函数来确定超前相位θv，但不限于此，只要是与马达转数n的增加相应地，超前相位θv为相同的关系或超前相位θv为变大的关系，就可以使用除了一阶线性函数以外的函数。

在由一般的电动送风机实施的转数恒定控制中，有时在马达流过过电流。过电流流过的理由是因为在负载变动时，为了试图保持马达转数恒定而电流急剧变动。更详细而言，是因为在从“负载轻的状态”即“负载转矩小的状态”转变为“负载重的状态”即“负载转矩大的状态”时，当进行转数恒定控制时，想要维持相同转数而必须使马达输出转矩变大，马达电流的变化量变大。

在本实施方式的控制中，在稳态运行时，进行了使电压振幅指令v*为恒定的控制。在此，由于在使电压振幅指令v*为恒定的情况下，在负载变重时不使电压振幅指令v*变化，因此马达转数下降与负载转矩变大相应的量。因为能够利用该控制来防止马达电流的剧烈变化和过电流，因此能够实现稳定旋转的电动送风机及电机吸尘器。

此外，在电动送风机的情况下，负载转矩根据马达的负载即叶轮的转数的增加而增加，并且还由于风路直径变大而增加。在以电机吸尘器为例的情况下，风路直径是指吸入口的宽度。

例如，在由于没有东西接触吸入口而风路直径宽时，需要吸入风的力量。因此，在叶轮以相同转数旋转的情况下，负载转矩变大。另一方面，在有东西接触吸入口而吸入口堵塞的状态下，风路直径变窄，不需要吸入风的力量。因此，在叶轮以相同转数旋转的情况下，负载转矩变小。

接下来，对超前角控制的效果进行说明。首先，通过使超前相位θv根据转数的增加而增加，能够扩大转数范围。在将超前相位θv设为“0”的情况下，转数在马达施加电压与马达感应电压平衡处饱和。为了使转数进一步增加，通过将超前相位θv提前，减弱由于电枢反作用而在定子中产生的磁通，从而马达感应电压的增加被抑制，转数增加。因而，通过根据转数来选择超前相位θv，能够得到宽的转数区域。

在将本实施方式的超前角控制应用于吸尘器的情况下，不论吸入口的闭塞状态如何，即无论负载转矩如何，只要将电压指令设为恒定，使电压指令的超前角即超前相位θv根据转速的增加而增加即可。如果像这样进行控制，就能够在宽的转速范围中实现稳定的驱动。

接下来，参照图12至图15对本实施方式的损耗降低方法进行说明。图12为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第1图。图13为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第2图。图14为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第3图。图15为示出能够用作图2所示的开关元件的mosfet的概略构造的示意性剖视图。以下首先参照图15说明mosfet的概略构造，之后参照图12至图14说明马达电流的路径。

图15中例示了n型mosfet。在n型mosfet的情况下，如图15所示，使用了p型半导体基板600。在半导体基板600上形成有源极电极s、漏极电极d及栅极电极g。在与源极电极s及漏极电极d相接的部位被离子注入高浓度杂质而形成有n型区域601。另外，在半导体基板600中，在未形成n型区域601的部位与栅极电极g之间形成有氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602位于栅极电极g与半导体基板600的p型区域603之间。

当对栅极电极g施加了正电压时，电子被吸引至半导体基板600中的p型区域603与氧化绝缘膜602之间的交界面，该交界面带负电。在电子聚集的部位，电子密度变得高于空穴密度而变为n型。该n型化的部分成为电流的通路而被称为沟道604。在图15的例子中沟道604为n型沟道。由于mosfet被控制为接通，相比于形成于p型区域603的体二极管，流通的电流更多流过沟道604。

在逆变器输出电压的极性为正的情况下，如由图12的粗实线(a)所示，电流通过第1相的上支路即开关元件51的沟道流入单相马达12，通过第2相的下支路即开关元件54的沟道从单相马达12流出。另外，在逆变器输出电压的极性为负的情况下，如由图12的粗虚线(b)所示，电流通过第2相的上支路即开关元件53的沟道流入单相马达12，通过第1相的下支路即开关元件52的沟道从单相马达12流出。

接下来对逆变器输出电压为零、即从单相逆变器11输出零电压时的电流路径进行说明。当在生成了正的逆变器输出电压之后逆变器输出电压变为零时，如由图13的粗实线(c)所示，变为从电源侧不流过电流、在单相逆变器11与单相马达12之间电流往返的回流模式。此时，由于刚刚流过单相马达12的电流的方向不变，因此从单相马达12流出的电流通过第2相的下支路即开关元件54的沟道和第1相的下支路即开关元件52的体二极管52a并返回单相马达12。此外，当在生成了负的逆变器输出电压之后逆变器输出电压变为零的情况下，刚刚流过的电流的方向是相反的，因此，如由图13的粗虚线(d)所示，回流电流的方向变为相反。具体而言，从单相马达12流出的电流通过第1相的上支路即开关元件51的体二极管51a和第2相的上支路即开关元件53的沟道而返回单相马达12。

如上述的说明那样，在电流在单相马达12与单相逆变器11之间回流的回流模式中，在第1相及第2相中的任意一相中电流流过体二极管。一般而言，已知与使电流沿二极管的正向流过相比，使电流沿mosfet的沟道流过的导通损耗小。于是，在本实施方式中，在回流电流流过的回流模式中，为了使流过体二极管的流通电流变小，具有该体二极管的一侧的mosfet被控制为接通。

在回流模式中，在由图13的粗实线(c)所示的回流电流流过的定时，开关元件52被控制为接通。如果像这样进行控制，则如由图14的粗实线(e)所示，回流电流大多流过电阻值小的开关元件52的沟道侧。据此，降低了开关元件52中的导通损耗。另外，在由图13的粗虚线(d)所示的回流电流流过的定时，开关元件51被控制为接通。如果像这样进行控制，则如由图14的粗虚线(f)所示，回流电流大多流过电阻值小的开关元件51的沟道侧。据此，开关元件51中的导通损耗降低。

如上述那样，通过在回流电流流过体二极管的定时将具有该体二极管的一侧的mosfet控制为接通，能够降低开关元件的损耗。因此，将mosfet的形状设为表面安装型而做成能够在基板上散热的构造，还以宽带隙半导体来形成部分或全部开关元件，从而实现仅用基板来抑制mosfet的发热的构造。此外，由于如果仅用基板就能够散热，则不需要散热器，因此有助于使逆变器变小，也能够使得产品变小。

除了上述散热方法之外，通过将基板设置于风路，能够得到进一步的散热效果。在此，风路是指像电动送风机那样将产生空气的流动的风扇周围空间，或电动送风机产生的风流动的通路。因为通过将基板设置于风路，能够利用电动送风机产生的风来使基板上的半导体元件散热，因此能够大幅抑制半导体元件的发热。

接下来，对实施方式的马达驱动装置的应用例进行说明。图16为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的吸尘器的结构图。吸尘器61具备作为直流电源的电池67、图1所示的马达驱动装置2、由图1所示的单相马达12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口体63、延长管62和操作部66。电池67相当于图1所示的电源10。

使用吸尘器61的用户握持操作部66，操作吸尘器61。吸尘器61的马达驱动装置2以电池67作为电源来驱动电动送风机64。电动送风机64被驱动，从而从吸入口体63吸入灰尘，被吸入的灰尘经由延长管62汇集到集尘室65。

由于吸尘器61在使用者进行扫除时被利用，因此待机时间长于运行时间。在像这样待机时间长的产品中，待机时间越长，待机电力相对于运行时消耗的电力的比例越增加。尤其是与生成pwm信号的电路相比，在生成逆变器的驱动信号的驱动信号生成电路中流过大的电流，因此待机电力也倾向于变大。通过在像这样待机电力倾向于变大的产品中使用本实施方式的马达驱动装置2，从而在吸尘器61的运行停止时，向驱动信号生成电路的电力供给被停止，因此抑制了待机电力的消耗。由此，吸尘器61的电池67的放电被抑制，能够使吸尘器61的运行时间变长。另外，由于在吸尘器61中使用马达驱动装置2，从而当停止操作时的马达转速小于阈值时，电力供给开关35被关断，因此能够防止高于电池67的输出电压的再生电压施加于图3所示的电容器3和电池67。因此，抑制了施加于电容器3和电池67的电压的上升，能够延长电容器3及电池67的寿命。

图17为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的干手器的结构图。干手器90具备马达驱动装置2、壳体91、手探测传感器92、接水部93、排水容器94、盖96、传感器97、吸气口98及电动送风机95。在此，传感器97为陀螺仪传感器及人感传感器中的任意传感器。在干手器90中，通过将手插入位于接水部93的上部的手插入部99，水分被电动送风机95的送风吹走，被吹走的水分在接水部93汇集之后，存积于排水容器94。

与图16所示的吸尘器61同样地，干手器90为待机时间长于运行时间且电动送风机95高速旋转的产品。因此，在干手器90中，上述的实施方式的控制手段也适合，能够得到与吸尘器61同样的效果。

图18为用于说明本发明的实施方式的马达驱动装置的调制控制的图。在该图的左侧示出了转数与调制率的关系。另外在该图的右侧示出了调制率为1.0以下时的逆变器输出电压的波形和调制率超过1.0时的逆变器输出电压的波形。一般而言，旋转体的负载转矩随着转数的增加而变大。因此，需要使马达输出转矩随着转数的增加而增加。另外，一般而言马达输出转矩与马达电流成比例地增加，为了增加马达电流而需要增加逆变器输出电压。因而，能够通过提高调制率而使逆变器输出电压增加从而使转数增加。

接下来，对本实施方式中的转数控制进行说明。此外，在以下的说明中，假定电动送风机作为负载，对电动送风机的运行范围进行如下区分。

(a)低速旋转范围(低转数区域)：0[rpm]至10万[rpm]

(b)高速旋转范围(高转数区域)：10万[rpm]以上

此外，处于上述(a)与上述(b)之间的区域为灰色区域，根据用途，有时被包括于低速旋转范围，也有时被包括于高速旋转范围。

首先，对低速旋转范围中的控制进行说明。在低速旋转范围中，将调制率设为1.0以下来进行pwm控制。此外，通过将调制率设为1.0以下，能够将马达电流控制为正弦波，能够实现马达的效率变高。此外，由于当在低速旋转范围和高速旋转范围中以相同的载频进行工作时，载频变为与高速旋转范围匹配的载频，因此在低速旋转范围中pwm脉冲倾向于增多到超过所需。因此，可以在低速旋转范围中使用使载频下降、使开关损耗下降的手段。另外，也可以进行控制以使载频与转数同步地变化从而使脉冲数不随转数而变化。

接下来，对高速旋转范围中的控制进行说明。在高速旋转范围中，调制率被设定为大于1.0的值。通过将调制率设为大于1.0，能够使逆变器输出电压增加，并且通过使逆变器内的开关元件所进行的开关次数降低，能够抑制开关损耗的增加。在此，由于调制率超过1.0而马达输出电压增加，但是由于开关次数下降，因此担心产生电流的失真。然而，在高速旋转中，由于马达的电抗分量变大，马达电流的变化分量即di/dt变小，因此与低速旋转范围相比，电流失真变小，对于波形的失真的影响变小。因而，在高速旋转范围中，进行将调制率设定为大于1.0的值且使开关脉冲数降低的控制。通过该控制，抑制了开关损耗的增加，能够实现效率变高。

此外，如上所述，低速旋转范围与高速旋转范围的边界是模糊的。因此，在控制部25中，设定了规定低速旋转范围与高速旋转范围的边界的第1转速，控制部25只要以在马达或负载的转速为第1转速以下时将调制率设定为1.0以下、在马达或负载的转速超过第1转速时设定超过1的调制率的方式进行控制即可。

如以上说明的那样，在本实施方式中，说明了将马达驱动装置2应用于吸尘器61以及干手器90的结构例，马达驱动装置2能够应用于搭载有马达的电气设备。搭载有马达的电气设备为焚化炉、粉碎机、干燥机、除尘机、印刷机器、清洁机器、制糖果机器、制茶机器、木工机器、过塑机、纸板机器、包装机器、热风产生机、oa设备、电动送风机等。电动送风机为物品运输用、吸尘用或一般送风排风用的送风单元。

以上实施方式所示的结构示出了本发明的内容的一例，也能够与其它公知技术结合，能够在不脱离本发明的主旨的范围内对部分结构进行省略、变更。