接收机的制作方法

文档编号:17933344
研发日期:2019/6/15
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本发明涉及一种用于电信系统的接收机。



背景技术:

电信系统中无线信道的带宽变得越来越宽,从2G的数百千赫兹范围到4.5G和5G的数十乃至数百兆赫兹范围。由于带宽增加,灵活性也需要不断增加,特别是模数转换之前的无线接收机基带滤波。此外,为支持4G和5G中的分集、多输入多输出(Multiple Input Multiple Output,简称MIMO)和载波聚合要求,同一芯片上必须集成的接收机越来越多,因此应当最大限度地减少接收机硅面积和电流消耗。

为了解决减少面积和功率的要求,近几年发布了几个将滤波和连续时间Δ-Σ模数转换器(delta-sigma analogue-to-digital converter,简称ΔΣADC)合并的方案。

现有方案是反馈数模转换器(digital-to-analog converter,简称DAC)在注入几乎未滤波的下变射频(radio frequency,简称RF)信号的同一点处注入其信号。这会导致时钟抖动指标非常低,从而增加时钟生成和分配的功耗和硅面积。

所述现有方案用于对ADC滤波的主要问题是所述现有方案不能解决真正的问题。所述现有方案提供了中频范围(5……20MHz)的节能方案,但是对于较宽的带宽,主ADC的频率和相位响应会影响总滤波响应,因此使得设计非常困难并且增加了电流消耗。另一方面,对于较窄的带宽,所述主ADC中已经有足够的噪声整形,因此不需要所述合并滤波器提高噪声整形。

所述现有方案的另一个问题是可用性有限,相对于ADC采样频率具有非常宽的滤波器带宽,即过采样率(oversampling ratio,简称OSR)低。



技术实现要素:

本发明实施例的目的在于提供一种至少能减少传统方案问题的接收机。

本发明的另一个目的在于提供一种能够在保持滤波性能的同时最大限度减小接收机硅面积和功耗的接收机。

独立权利要求的主旨是实现上述目的。本发明的其他有利的实施方式可以在从属权利要求中找到。

根据本发明的第一方面,提供了一种接收机,所述接收机包括:

模拟基带(ABB)滤波器级、模数转换器(ADC)级、第一反馈路径和第二反馈路径;其中,所述ABB滤波器级包括:用于接收模拟基带的ABB滤波器级输入、BB信号和用于提供滤波模拟BB信号的ABB滤波器级输出;其中,所述ADC级包括:用于接收所述滤波模拟BB信号的ADC级输入以及用于提供数字BB信号的ADC级输出;其中,所述ADC级包括ADC,所述ADC包括ADC输入,所述ADC输入用于接收所述滤波模拟BB信号或从其导出的信号作为ADC输入信号,并且所述ADC用于对所述ADC输入信号执行模数(analog-to-digital,简称A/D)转换以导出所述数字BB信号;其中,第一反馈路径用于将所述ADC输入信号反馈到所述ABB滤波器级;其中,第二反馈路径用于将所述数字BB信号反馈到所述ABB滤波器级。

根据第一方面的接收机能够最大限度地减小所述硅面积和功耗。这是因为根据第一方面的接收机能够在所述ABB滤波器级和所述ADC之间实现共享电路,这也放宽了所述ADC规范,因此节省了面积和功率。

根据第一方面的接收机能够消除第一反馈DAC,从而放宽时钟抖动要求,同时对ADC量化噪声保持足够的噪声整形。

根据第一方面的接收机可以达到非常低的OSR,甚至低于4。为此,可以使用一阶CTΔΣADC甚至奈奎斯特ADC作为所述主ADC来实现。

为了最大限度减少硅面积和功耗,所述模拟基带滤波器和模数转换器应共享尽可能多的电路。为此,根据本发明的第一方面,可以通过合并和共享所述ABB、滤波器级和ADC级的积分器级来实现。

由于使用的积分器级较少,因此对于带宽较窄的无线标准,所述功耗和硅面积也保持得较低。为获得更好的频率选择性,可以在所述反馈DAC路径中添加有意的数字延迟来折衷处理所述滤波ADC动态范围的一部分。利用这种方法,滤波器阶数在所述低通滤波器转角频率正上方的最关键区域增加1。在所述转角频率之外,选择性增强特性逐渐消失,但在所述频率范围内,无论如何都会达到足够的阻带衰减。

在根据第一方面的接收机的第一种可能实现方式中,第一反馈路径是模拟的。所述模拟反馈路径稳定所述滤波器转角频率周围的滤波器频率响应,从而放宽所述滤波器运算放大器的单位增益频率指标。

在根据第一种实现方式或第一方面本身的接收机的第二种可能实现方式中,第二反馈路径包括第一反馈数模(digital-to-analog,简称D/A)转换器。在第二反馈路径中包括D/A转换器能够从所述数字BB信号适当反馈到所述ABB滤波器级。第二反馈路径也降低了所述滤波器灵敏度。这可以在最宽带宽模式下节省功耗。

在根据第一至第三种实现方式中的任一种实现方式或第一方面本身的接收机的第三种可能实现方式中,第二反馈路径包括延迟元件。通过添加延迟元件,可以实现四阶低通滤波接近所述转角频率。在较高频率下,所述滤波器回落到三阶低通斜率。该方法提高接收机频率选择性的代价是SNR略微下降。所述增加的延迟使噪声传递函数(noise transfer function,简称NTF)频率下降。通过在量化器输入到第二积分器输入之间增加弱反馈路径可以恢复正确的陷波频率。

在根据第一至第三种实现方式中的任一种实现方式或第一方面本身的接收机的第四种可能实现方式中,其中,所述ABB滤波器级包括第一求和节点、第一积分器、第二求和节点和第二积分器;其中,第一求和节点用于接收模拟BB信号并向第一积分器提供第一和信号;其中,第一积分器用于对第一和信号进行积分以导出第一积分信号;其中,第二求和节点用于接收第一积分信号并向第二积分器提供第二和信号;其中,第二积分器用于对第二和信号进行积分以导出所述滤波模拟BB信号;其中,每个求和节点还用于接收来自第一反馈路径和第二反馈路径的其中一个路径的信号;其中,每个求和节点用于对输入到相应求和节点的信号求和。所述合并的ABB和ADC对所述接收信号执行三阶低通滤波。所述合并的ABB通过添加略低于所述低通滤波器转角频率的陷波来对ADC量化噪声进行整形。该功能对于优化所述ADC的宽带SNR非常有用。

在根据第四种实现方式的接收机的第五种可能实现方式中,第一求和节点用于接收来自第一反馈路径的信号,并且第二求和节点用于接收来自第二反馈路径的信号。这进一步增强了所述ABB与所述ADC的合并。

在根据第四或第五种实现方式的接收机的第六种可能实现方式中,所述ADC级包括在所述ADC级输入和所述ADC输入之间耦合的第三积分器。

在根据第六种实现方式的接收机的第七种可能实现方式中,所述ADC级包括在所述ADC级输入处的第三求和节点和第三反馈路径,其中第三反馈路径用于将所述数字BB信号反馈到第三求和节点,其中第三反馈路径包括第二反馈D/A转换器,并且第三求和节点用于对来自第三反馈路径的信号和所述滤波模拟BB信号求和,并将得到的第三和信号提供给第三积分器。

在根据第四至第七种实现方式中的任一种实现方式的接收机的第八种可能实现方式中,所述ABB滤波器级包括在第一积分器的第一积分器输出与第一求和节点之间连接的第四反馈路径。第四反馈路径能够设置所述滤波器中的增益。由此可以使所述接收机适应所接收的模拟BB信号。

根据第四至第八种实现方式中的任一种实现方式的接收机的第九种可能实现方式包括第五反馈路径,所述第五反馈路径用于将所述滤波模拟BB信号反馈到第一个求和节点。该第五反馈路径能够进一步设置所述接收机的增益。由此可以使所述接收机适应所接收的模拟BB信号。

在根据第九实现方式的接收机的第十种可能实现方式中,所述第五反馈路径是模拟的。这会产生有利影响,因为所述滤波模拟BB信号是要被反馈到模拟求和节点的模拟信号。

在根据第一至第十种实现方式中的任一种实现方式或第一方面本身的接收机的第十一种可能实现方式中,第一反馈路径、第二反馈路径、第三反馈路径、第四反馈路径和第五反馈路径中的至少一个路径是可切换的。通过使第一反馈路径、第二反馈路径、第三反馈路径、第四反馈路径和第五反馈路径中的至少一个路径可切换,可以使所述接收机适应不同的模拟BB信号。

根据第十一种实现方式的接收机的第十二种可能实现方式用于根据所接收的模拟BB信号的信号类型选择性地接通和断开第一至第五反馈路径。通过以这种方式配置所述接收机,所述接收机可以使其自身适应不同的模拟BB信号。

根据本发明的第二方面,提供了一种用于无线通信系统的通信设备,其中,所述通信设备包括根据所述接收机第一至第十三实现方式中的任一实现方式或第一方面本身的接收机。这种通信设备具有如上所述的所述接收机不同实现方式或第一方面的所有优点。

附图说明

图1示出了根据本发明实施例的接收机;

图2示出了根据本发明另一实施例的接收机;

图3示出了根据本发明另一实施例的接收机;

图4示出了根据本发明另一实施例的接收机;

图5示意性地示出了无线通信系统中的通信设备。

具体实施方式

下面将描述实施例。在下面对实施例的描述中,不同实施例中的类似特征将用相同的附图标记表示。

图1示意性地示出了根据本发明实施例的接收机100。接收机100包括模拟基带(ABB)滤波器级101、模数转换器(ADC)级103、第一反馈路径123和第二反馈路径125。ABB滤波器级101包括:ABB滤波器级输入105,用于接收模拟基带(baseband,简称BB)信号107;ABB滤波器级输出109,用于提供滤波的模拟BB信号111。ADC级103包括:ADC级输入113,用于接收滤波的模拟BB信号111;ADC级输出115,用于提供数字BB信号117。因此,所述ABB滤波器级通过第一反馈路径123和第二反馈路径125与ADC级103合并。ADC级103包括ADC 119,其中,ADC 119包括ADC输入121,ADC输入121用于接收滤波的模拟BB信号111或从其导出的信号作为ADC输入信号151。因此,在ADC级输入113和ADC输入121之间可能存在附加组件,如虚线所示。下面将参考其他实施例描述这些附加组件。ADC 119用于对ADC输入信号151执行模数(analog-to-digital,简称A/D)转换以导出数字BB信号117。第一反馈路径123用于将ADC输入信号151反馈到ABB滤波器级101。第一反馈路径123是模拟的。第二反馈路径125用于将数字BB信号117反馈到ABB滤波器级101。图1中未示出LNA(低噪声放大器)以及接收机100的混频器,这对于理解本发明实施例并不是必要的。

图2示出了根据本发明另一实施例的接收机100。仅描述图1中示出的实施例与图2中示出的实施例之间的差异。图2中,ABB滤波器级101所示为包括第一求和节点133、第一积分器131、第二求和节点137和第二积分器135。第一求和节点133用于接收模拟BB信号107。第一求和节点还用于接收来自第一反馈路径123的信号。如第一求和节点133附近的第一反馈路径处的负号所示,来自第一反馈路径123的信号在输入到第一求和节点133之前被反向。第一求和节点133用于将输入到第一求和节点133的信号求和为第一和信号,并将第二和信号提供给第一积分器131。第一积分器用于对第一和信号进行积分以导出第一积分信号。

第二求和节点137用于接收第一积分信号。第二求和节点137还用于接收来自第二反馈路径125的信号。如第二求和节点137附近的第二反馈路径处的负号所示,来自第二反馈路径125的信号在输入到第二求和节点137之前被反向。第二求和节点137用于将输入到第二求和节点137的信号求和成第二和信号,并将第二和信号提供给第二积分器135。第二积分器用于对第二和信号进行积分以导出滤波的模拟BB信号111。

如图2所示,第二反馈路径125包括第一反馈数模(digital-to-analog,简称D/A)转换器127。第一反馈数模(digital-to-analog,简称D/A)转换器127的功能是将在ADC级输出115上输出的数字BB信号117转换为模拟信号,然后将所述模拟信号反向后输入到第二求和节点137。

图2中还示出了RF前端157,RF前端157用于提供模拟基带(baseband,简称BB)信号107。图3中所示的RF前端157仅是RF前端的一种可能实现方式。其他实施方式也是可能的,本领域技术人员应该清楚。第一反馈路径123是模拟的。在非常简单的实现方式中,本文描述的模拟反馈路径可以由电阻器实现。

图3示出了根据本发明另一实施例的接收机100。仅描述图2中示出的实施例与图3中示出的实施例之间的差异。ADC级103包括在ADC级输入113和ADC输入121之间耦合的第三积分器139。第二反馈路径125包括延迟元件129。通过添加延迟元件129,可以实现四阶低通滤波接近接收机100的转角频率。所述增加的延迟元件129使噪声传递函数(noise transfer function,简称NTF)频率下降。然而,通过ADC输入121和第二求和节点137之间的第一反馈路径123恢复正确的陷波频率。此外,该第一反馈123路径还将滤波器灵敏度降低到所述积分器运算放大器的有限单位增益频率,从而在最宽带宽模式中节省功率。

图3中所示的接收机中的ADC级103包括在ADC级输入113处的第三求和节点149和第三反馈路径141,其中第三反馈路径141用于将数字BB信号117反馈到第三求和节点149。第三反馈路径141包括第二反馈D/A转换器143。第三求和节点(149)用于对来自第三反馈路径141的信号和滤波的模拟BB信号111求和,并将得到的第三和信号提供给第三积分器139。

图3中,第一反馈路径123用于将ADC输入信号151反馈到第二求和节点137。与之形成对比的是图2中所示的实施例,其中第一反馈路径123用于将ADC输入信号151反馈到第一求和节点133。通常,第一反馈路径123实现最宽带宽,其具有接收机的低带内纹波。

接收机100还包括在第二积分器135的输出和第一求和节点133之间的第五反馈路径153。第五反馈路径153是模拟的。

图4示出了根据本发明另一实施例的接收机100。仅描述图3中示出的实施例与图4中示出的实施例之间的差异。ABB滤波器级101包括在第一积分器131的第一积分器输出147和第一求和节点133之间连接的第四反馈路径145。接收机100还包括第五反馈反向路径153,用于将滤波的模拟BB信号111反馈到第一求和节点133。第五反馈路径153是模拟的。接收机100包括在第四反馈路径145中设置的第一开关S1、在第五反馈路径153中设置的第二开关S2、在第二反馈路径中设置的第三开关S3,以及在第一反馈路径123中设置的第四开关S4。接收机100用于根据所接收的模拟BB信号的信号类型选择性地接通和断开第一至第四开关,从而接通和断开相应的反馈路径123、125、145、153。

下面将描述接收机的许多不同配置,并且将讨论不同配置的优点。接通意味着是闭合的,即低阻抗,断开意味着是开路的,即高阻抗。N标记第二反馈路径125中的延迟循环的数量。

S1和S2接通,S3和S4断开

·这是一种常规的直接转换模式,所述模式具有单独的ABB和ADC。此模式可以描述为测试、性能比较等的传统模式。

·S1和S2路径设置所述增益,即第四反馈路径145和第五反馈路径153。

S1和S3接通,S2和S4断开,无延迟(N=0)

·为第一积分器提供局部反馈,用于优化电容面积实现窄带宽(例如,低于2MHz)和适度选择性。此外,还可以实现最大SNR。

·一阶合并ABB和ADC STF以及二阶NTF。

·S1和S3路径,即第五反馈路径145和第二反馈路径125,设置所述增益。

·如上所述,当所接收的模拟BB信号是2G信号时,这是优选的配置。

S1、S3和S4接通,S2断开,N>=0

·为第一积分器提供局部反馈,用于优化电容区域实现窄带宽和高选择性。

·所述反馈延迟用于提高选择性,以便最大限度地减少TX泄漏。

·此模式针对更宽的带宽进行了优化,尤其是在FDD用例中。例如3G,LTE(特别是对于带宽为5MHz和10MHz的LTE模式)。

·高于一阶合并ABB和ADC STF以及具有可自由调节陷波的二阶NTF。

·S1和S3路径即第四反馈路径145和第二反馈路径125,设置所述增益;S4路径即第一反馈路径,设置NTF陷波。因此,S4将一个NTF陷波推到更高的频率,以在整个信道带宽上实现最佳SNR。

·应该提到的是,仅在某些使用情况下需要延迟,因为在某些3G和LTE频带中TX和RX非常接近,而在其他情况下则可能非常大(>100MHz)。

S2、S3和S4接通,S1断开,N>1

·宽带宽和高选择性。

·高于二阶合并ABB和ADC STF以及所述NTF中的可自由调节陷波(不包括无源RC滤波器)。

·S2和S3路径即第五反馈路径153和第二反馈路径125,设置所述增益。S2路径设置NTF陷波,S4路径调整所述陷波。

S2和S3接通,S1和S4断开,无延迟(N=0)

·该模式适用于大多数LTE模式,包括带内载波聚合。

·利用足够快的运算放大器,可以实现最佳SNR。

·在某些FDD用例中,也可以接通S4调谐所述陷波。

S2、S3和S4接通,S1断开,无延迟(N=0)

·最宽带宽和正常选择性。

·二阶合并ABB和ADC STF以及所述NTF中的可自由调节陷波(不包括无源RC滤波器)。

·S2和S3路径设置所述增益。S2路径设置所述NTF陷波和弱S4路径调整滤波器高频响应。

图5示意性地示出了无线通信系统200中的通信设备300。通信设备300包括根据本发明实施例的接收机100。无线通信系统200还包括网络节点400,网络节点400包括根据本发明实施例的接收机100。虚线箭头A1表示从通信设备300到网络节点400的传输,该传输通常被称为上行链路传输。完整箭头A2表示从网络节点400到通信设备300的传输,该传输通常被称为下行链路传输。

通信设备300可以是长期演进(Long Term Evolution,简称LTE)中的用户设备(User Equipment,简称UE)、移动台(mobile station,简称MS),无线终端或移动终端中的任何一个,其能够在无线通信系统中进行无线通信,有时也称为蜂窝无线系统。所述UE还可以被称为具有无线功能的移动电话、蜂窝电话、平板电脑或笔记本电脑。本文中的UE可以是便携式、袖珍式、手持式、计算机内置的或车载的移动设备等,能够通告无线接入网络与另一实体,例如另一接收机或服务器,进行语音或数据通信。所述UE可以是站(station,简称STA),其是包含与无线介质(wireless medium,简称WM)连接的符合IEEE 802.11的媒体接入控制(Media Access Control,简称MAC)和物理层(physical layer,简称PHY)接口的任何设备。

所述无线网络节点可以基于发射功率以及小区大小分为不同类别,例如宏eNodeB、家庭eNodeB或微微基站。无线网络节点可以是站(station,简称STA),其是包含与无线介质(wireless medium,简称WM)连接的符合IEEE 802.11的媒体接入控制(Media Access Control,简称MAC)和物理层(physical layer,简称PHY)接口的任何设备。

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