具有恒定跨导的AB类共源极放大器的制作方法

本申请要求于2016年3月22日提交的第62/311,468号美国临时专利申请的权益，本文通过引用将其整体并入。

本公开一般涉及低失真、低噪声和低功率超声探针缓冲器。

背景技术：

超声换能器通常用在各种领域中，包括医学领域。例如，超声换能器可以用于制作身体各个部位的横截面图像以用于诊断目的。以高的水平，超声换能器通过将电信号转换成朝着待分析的物体发射的超声波来操作。超声波由物体反射，换能器检测反射的波，并将检测的波转换成可被分析以确定感兴趣的物体的特性的电信号。

在实践中，换能器阵列往往布置在手柄中，医学专业人员使用该手柄以朝着患者引导超声波。手柄耦合到诸如同轴电缆之类的导线，该导线继而耦合到系统，该系统使得手柄中的换能器发射超声波并分析由换能器接收的信号。图1示出示例性超声换能器的框图，该示例性超声换能器具有耦合到电缆的换能器手柄，该电缆耦合到换能器系统。然而，换能器手柄可能发射不足以驱动电缆的电信号功率。因此，需要一种提升来自换能器的电信号功率以驱动电缆的机构。

换能器元件可由pzt材料制成，该pzt材料可以使用晶体谐振器模型来进行电建模，如图1a中所示。电路元件的值可根据换能器元件的尺寸和形状而变化，然而，图1a中所示的电路的元件可具有以下范围中的值：c＝10pf至250pf；l＝5μh至35μh；r＝100ω至500ω；以及cn＝15pf至450pf。

尽管跨阻抗放大器可具有最大化接收的电流信号所期望的低输入阻抗，但是它不适合于电阻抗匹配。可能需要接收器处的电阻抗匹配以减少传入的声能反射回到介质。

共源极单级或两级电压的跨导或电荷放大器将适合于电压感测，但是当用作探针缓冲器时将限制带宽。因为pzt换能器本质上是窄带的，所以为了使探针缓冲器的电阻抗与换能器的电阻抗相匹配，根据一个或多个示例性实施例的一个方面，提供一种高输入阻抗跨导放大器，其可利用具有串-串局部反馈的共源极核心级来实现，用于低失真和低噪声性能。因为换能器可具有高输出阻抗，所以模拟前端探针缓冲器优选地是具有非常低的输入参考电流和电压噪声的高精度放大器，以从换能器获取非常低的幅度输出。

根据一个或多个示例性实施例的一个方面，提供有一种超声探针缓冲器，其可包括：具有大输入阻抗和恒定跨导的共源极ab类低噪声跨导放大器。一个或多个示例性实施例还可涉及用于在医学超声换能器手柄中使用的低功率接收跨导器探针缓冲器。示例性实施例可用于通过将换能器电缆驱动回到系统来改善系统性能，主要是接收噪声和带宽。

根据一个或多个示例性实施例的超声探针缓冲器可包括：具有带串-串局部反馈的共源极核心级的高阻抗放大器。高阻抗放大器可包括第一mosfet和第二mosfet，其中第一mosfet的源极端子耦合到第二mosfet的源极端子。

高阻抗放大器还可包括：耦合到第一mosfet的漏极端子的第一源极退化电阻器(degenerationresistor)，以及耦合到第二mosfet的漏极端子的第二源极退化电阻器。第一源极退化电阻器的电阻可等于第二源极退化电阻器的电阻。

超声探针缓冲器还可包括：具有耦合到第一mosfet的源极端子和第二mosfet的源极端子的第一输入的运算放大器。运算放大器的输出可耦合在第二mosfet的漏极端子与第二源极退化电阻器之间。运算放大器的输出可耦合到第二mosfet的栅极端子。

高阻抗放大器可从第一mosfet和第二mosfet的源极端子输出输出电流。第一mosfet的栅极端子可经由至少一个电容器耦合到第二mosfet的栅极端子。第一mosfet可以是p型mosfet，并且第二mosfet可以是n型mosfet。超声探针缓冲器的跨导可基本恒定。

附图说明

图1描绘根据现有技术的单通道超声换能器的框图。

图1a描绘根据一个或多个示例性实施例的换能器元件的晶体谐振器模型。

图2描绘根据一个或多个示例性实施例的推挽ab类共源极放大器。

图3描绘图2中描绘的放大器的频率响应。

图4描绘图2中描绘的放大器的输出电流。

图5描绘图2中描绘的放大器的输入参考电压噪声功率谱密度。

图6描绘图2中描绘的放大器的输入参考电流噪声谱密度。

图7描绘根据示例性实施例的单通道超声换能器的框图。

具体实施方式

现在将详细参考附图中图示的以下示例性实施例，其中相同的附图标记始终指代相同的元件。示例性实施例可以各种形式来体现，而不限于本文阐述的示例性实施例。为了清楚起见，省略公知部件的描述。

图2描绘根据一个或多个示例性实施例的推挽ab类共源极放大器。如图2-4中所示，两个互补的共源极mosfetm1和m2与其源极退化电阻器一起可实现宽带宽和高线性度。参考图2，根据示例性实施例的放大器可包括mosfetm1和m2。mosfetm1可以是n型mosfet，并且mosfetm2可以是p型mosfet。m1和m2的源极端子可耦合在一起，其中输出电流iout被输出。m2的漏极端子可耦合到电阻器rsp，并且m1的漏极端子可耦合到电阻器rsn。电阻器rsn可耦合到dc电压源v1。在图2的示例性实施例中，rsp可具有50ω的值，并且rsn可具有500ω的值。m1和m2的源极端子可耦合到运算放大器a1的非反相端子，并且a1的反相端子可接地。运算放大器a1的输出可经由电阻器r1耦合到mosfetm1的栅极端子。在图2的示例性实施例中，电阻器r1具有0.9mω的值，不过可使用不同的值。mosfetm1和m2的栅极端子可经由电容器c1和c2耦合。在图2的示例性实施例中，电容器c1具有76pf的值，并且电容器c2具有30pf的值，不过可使用其它电容。

mosfetm2的栅极可经由电阻器r2耦合到mosfetm3的栅极端子。电阻器r2可具有0.9mω的值，不过可使用不同的值。mosfetm3可以是p型mosfet，并且其栅极端子可耦合到其源极端子。mosfetm3的漏极端子可耦合到电阻器r3，电阻器r3可具有2kω的值。电阻器r3可耦合到dc电压源v2并耦合到电阻器rsp。

图2的示例性共源极放大器电路还可包括电流源ii，该电流源ii与电容器c3、电阻器r4和振荡器x1并联耦合。电流源ii可耦合到mosfetm3的源极端子并且耦合到连接电容器c1和c2的节点。

探针缓冲器可用低噪声运算放大器来实现。然而，这样的实现方式的dc耦合差分输入和多级放大器消耗两倍以上的功率来实现图2中所示的提出的跨导器结构的相同的输入参考电压噪声。此外，dc耦合差分输入级不是必要的，因为压电或cmut换能器到探针缓冲器之间的接口可能是ac耦合和单端的。提出的图2的跨导器的电流分支的总数减少到一个，以最小化输入参考噪声和功耗两者。

在根据一个或多个示例性实施例的跨导器探针缓冲器中，跨导gm可恒定并且等于gm1/(1+gm1*rsn)+gm2/(1+gm2*rsp)。如图3中所示，探针缓冲器输出电流从1mhz至100mhz基本平坦。在探针缓冲器输入处的最大电压信号被示在图4中，并且可以与大约±500mv一样大，其对应于±11.7ma的输出电流范围。即使输入最大电压信号的情况下，二次谐波失真也仍低于-60db。

根据示例性实施例的探针缓冲器输出电流iout可以由适当的加载电阻器转换回电压(电流到电压转换)。它可以以输入范围vs开始，输出电流范围iout＝gm*vs。输出电流iout摆动可导致等于下一级放大器va的输入范围的电压跨度。在那种情况下，可以如下在等式(1)中所示地计算所需的加载电阻rl的值：

假设下一级放大器具有以下值，va＝±240mv并且vs＝±500mv，等式(1)定义加载电阻器的值如下：

小于单位的电压增益(在上述示例中为0.48)可能不是期望的，因为它可导致下一级放大器的噪声要求非常严格。但是根据示例性实施例，探针缓冲器增益可通过加载电阻器调节。电阻范围可受最大输出电流以及最大输出电压限制。在操作期间，可能发生输出电流或电压限幅，这可生成过多的谐波。尽管这里可使用额外的外部开关以用于改变电阻，但是通过改变加载电阻器的探针缓冲器增益切换也是可行的。

对于高阻抗换能器，输入电流噪声in占主导地位。例如，低噪声放大器的输入参考电流噪声可被表征为2.7pa/√hz。然后，假定具有500ω串联电阻的传感器，总的等效输入电压噪声增加了vneq＝r*in＝1.35nv/√hz，其已经大于它声称的1nv/√hz全通道噪声。

如上所提及的，在接收器处的电阻抗匹配可用于减少传入的声能反射回到介质。在高阻抗换能器的情况下，放大器的输入阻抗对于换能器终端也可能高。图2的示例性实施例示出具有外部电阻器和电容器的无源终端配置。在没有终端的情况下，探针缓冲器的输入阻抗在1mhz处约为10kω(5mω//15pf)。

对于低阻抗换能器，可以并联利用多个探针缓冲器以减少输入参考电压噪声。可以将这些探针缓冲器输出相加以实现期望的跨导。不需要ac耦合电容来阻止探针缓冲器输出的任何dc分量，其本质上被低频反馈抑制到0v。可以通过简单地将多个探针缓冲器输出全部连接在一起而将其相加。在维持带宽和线性度的同时，通过并联的探针缓冲器的数量来权衡噪声和功率。

每个探针缓冲器可具有23.4ma/v的跨导和10mw的功耗。可根据信号强度和换能器灵敏度来调节总跨导。对于每个附加的探针缓冲器，总跨导可增加23.4ma/v。n个并联的探针缓冲器的增益由总跨导n*gm和加载电阻rl的乘积确定。因而，可以用相同的加载电阻值来获得高得多的增益。通过在驱动50ω加载电阻的同时配对两个探针缓冲器，实现高于6db的增益。在输入与地之间出现由闪烁和约翰逊噪声两者引起的输入参考电压噪声。对于单探针缓冲器，输入参考电压噪声在t＝300k处可具有1.38nv/√hz的rms值，如图5中所示，并且还将减少√n的因子。由于工艺变化，绝对跨导容差可能高。可以修整图2的偏置电路以设置跨导，以便实现更好的gm匹配(遍及多个探针缓冲器芯片)。幸运的是，带宽和线性度在第一次序，与总跨导无关。

参考图6，示出图2的电路的输入参考电流噪声功率谱密度。输入参考电流噪声可具有0.28pa/√hz的rms值。

作为超声接收器的第一级，放大器可需要能够承受高达±100v的发射脉冲，同时有效地将放大器周围的发射电流传递到换能器元件。在接收的同时，放大器将需要驱动电缆的电容，同时改善整体系统噪声和带宽。

图7中示出根据示例性实施例的单通道框图。根据示例性实施例的换能器可具有128至256个元件，但是元件的数量不一定限于此。

由于探针缓冲器和t/r开关可被安装在换能器手柄中，所以它们的占用空间可能受到严重限制，并且将它们集成在单个芯片中可能是优选的。为了满足这些规范，可使用高压bcd工艺。即使bcd工艺具有正确的电压额定值，先前的t/r开关设计也需要耗尽型晶体管，这进一步使制造复杂化。幸运的是，只要整个通道的功率预算在10mw内，t/r开关就能够与探针缓冲器或其附属电路共享电源，以便除去耗尽型晶体管。在根据示例性实施例的设计中，探针缓冲器可消耗8mw的功率，包括输出dc偏置反馈电路和1/16份恒定gm电流参考。为了满足单个超声换能器通道的严格功率要求，已经在t/r开关中取得了重大进展，以在没有耗尽型器件的情况下实现鲁棒的超低功率操作。在本公开的示例性实施例之前，每个t/r开关电路以1mw的功率水平为目标。使用本文公开的这些电路技术，具有每通道10mw功耗的探针缓冲器和t/r开关的集成是可能的。由于探针缓冲器输入为高阻抗，所以探针缓冲器的输入侧的t/r开关可以具有更高的导通电阻。这可有助于减少通道的大小。

虽然已经关于其示例性实施例描述和图示了本公开的发明构思，但是其不限于本文公开的示例性实施例，并且可以在不脱离发明构思的范围的情况下在其中进行修改。