一种用于表面声波装置的可调谐表面声波叉指换能器结构的制作方法

本发明涉及可调谐滤波和产生可调谐rf信号，来用于通信系统。更具体地，本发明涉及可调谐表面声波谐振器和saw滤波器，其操作频率由数模转换器调节。

背景技术：

电子系统，尤其是应用于射频(rf)通信的电子系统，需要小型带通滤波器和振荡器。振荡器用于产生rf信号，带通滤波器用于在给定频率下在特定带宽(bw)内选择(发送或接收)信号。这些系统的一些例子包括全球定位系统(gps)；移动通信系统包括：全球移动通信系统(gsm)，个人通信服务(pcs)，通用移动电信系统(umts)，长期演进技术(lte)；数据传输单元包含：蓝牙，无线局域网(wlan)，卫星广播和未来交通控制通讯。它们还包括用于航空和航天器的其它高频系统。

射频带通滤波器采用不同的技术制造：(a)基于介电谐振器的陶瓷滤波器；(b)基于表面声波谐振器(saw)的滤波器和(c)使用薄膜体声波谐振器(fbar)的滤波器。saw和fbar都是在系统尺寸有限的情况下使用的。目前，saw器件主要用于频率低于2ghz的量产应用，而fbar在频率为2至4ghz或更高频率的系统中占主导地位。由于量大，目前手机中通用的saw或fbar射频滤波器是使用微电子制造工艺在压电材料晶片上(例如：用于saw的linbo3和用于的fbar的aln)制造而成的。

表面声波(saw)滤波器

saw器件的开发可追溯到第一个saw器件制成时的1965年。早期的saw器件研究工作主要是为了满足雷达信号处理的需要。在20世纪80年代和90年代，主要的开发工作集中在低损耗滤波器上，尤其是用于手机的滤波器。saw器件的基本原理可以通过基本的saw结构来理解。图1示出了在压电基片(110)上的现有技术saw滤波器(100)的示意图。其中，一输入叉指换能器idt1(120)，其相邻电极之间的中心距离被控制到“叉指间距”，被连接到电信号源(130)来激发具有速度v和频率fo＝v/(2×叉指间距)的声波(140)。一输出叉指换能器idt2(150)，其相邻电极之间的中心距也被控制为“叉指间距”，来接收声波(140)并将其转换为输出电信号(160)。在信号源(130)中频率不为fo的电信号不能在输出终端激发出具有充足强度的共振声波，到达输出叉指换能器idt2(150)，并在输出终端产生一个输出信号。一个saw滤波器一旦制成，其传输的中心频率fo和带宽(bw)是由滤波器的几何形状和所使用的材料所决定。唯一被允许从输入idt到达输出idt的电信号是那些频率位于中心频率fo的带宽内的电信号

滤波器压电材料的主要特性为：声波传播速度，叉指间距和耦合系数。其中，声波速度和叉指间距决定谐振频率，而耦合系数则影响带宽。几种压电基片的速度值为：linbo3～4,000m/s，zno～6,300m/s，aln～10,400m/s和gan～7,900m/s。例如，为了在linbo3上获得中心频率fo为2ghz的滤波器，声波的波长为l＝(4000m/sec)/(2×10⁹/sec)＝2×10^-4cm。因此，图1中的叉指间距的值则等于(1/2)l或1μm。假定电极的宽度和相邻电极之间的空间相等，则电极宽度为0.5μm。

薄膜体声波谐振器(fbar)

薄膜体声波谐振器(fbar)的基本元件是薄膜谐振器，它与缩小了尺寸的基本石英晶体非常相似。图2示出一个fbar(200)的示意横截图，其位于一个具有衬底厚度(160t)的衬底(160)上，有一个夹在厚度分别为(170t，190t)的两个金属膜(170，190)之间并具有压电膜厚度(180t)的压电层(180)。一个防止声波进入衬底(160)的具有空气隙深度(165t)的空气隙(165)。其等效butterworth/vandyke电路模型由一个固定结构电容和一个与频率相关的机电谐振电路并联而成。fbar的关键特性被设置为在结构内存储最大声能并实现高的电q值。金属膜外部的边界条件必须保持非常高水平的声波反射，真空为理想的界面。选择的材料必须同时优化其电性能和机械性能。

可调谐滤波器

现有的移动通信大约有40个频段。预计下一代长期发展技术将会有更多的频段。对于每个通信频段，有两个彼此靠近的频率：一个用于发射，另一个用于接收。表1给出了用于不同地区或国家的移动通信的若干选定频带。每个频带中，在发射频带中心频率fotr处有发射带宽为bwtr的发射频带(或tx频带)。在接收频带中心频率fore处还有一个相关的接收频带(或rx频带)，其接收带宽为bwre。发射频带和接收频带之间的间隔由下式给出：fore-fotr。

表1分配给移动手机和基站的一些频段的频率和带宽

由于手机中使用了大量的频段，真正的世界电话需要覆盖全部40个频段，其中每个频段都有一个发送频带和一个接收频带。基于每个rf滤波器只有一个固定的共振中心频率和一个固定的带宽，因此，这种真正的世界电话将需要80个前端滤波器。由于资源的限制，一些设计师设计的手机可覆盖选定地区或国家的5到10个频段。即使频段数量减少，当前所需的rf滤波器数量仍然很大(10到20个单元)。因此，开发可以覆盖尽可能多的频段或频率范围的rf滤波器是理想的，从而可以减少移动手机和微波系统中rf前端的尺寸和功耗。在表1中也列出了(fore-fotr)/fotr的值。可以看出，大多数的值为10％或更低，大部分为～5％。因此，调谐范围为10％或更高的可调谐滤波器对通信会具有非常高的价值。

为了满足覆盖尽可能多的频段或频率范围的rf滤波器的需求，本发明人在美国专利申请公开号(us20170085246-a1)和(us20170366165)中已经发明并公开了可调谐saw叉指式换能器和反射器。这些发明提供了利用具有嵌入型或抬高型电极掺杂区的半导体压电层的可调表面声波谐振器。通过改变dc偏压来改变金属化比率和负荷质量进而改变其谐振频率。多个本发明的可调谐saw器件可以连接成可调谐和可选择的微波滤波器，通过改变dc偏压来选择和调整其带通频率，也可以连接成一个可调谐振荡器。在美国专利申请公开号(us20170025596)和(us20180069528)中，公开了具有至少一个掺杂压电层的频率可调谐的fbar谐振器和滤波器。通过加至少一个直流偏压来调谐其谐振的中心频率。

一个现代电子系统，如：移动电话，基站和相位阵列等，通常会涉及用数字信号来计算、处理和显示频率等参数。在一个包含基于用电压控制可调谐滤波器的谐振频率的rf系统中，需要具有特定大小的电压。因此，为了使用与现代电子系统相关的压控可调rf滤波器，需要控制代表所需谐振频率的数字信号，并将它们转换成dc电压。然后，将该dc电压加到压控可调谐微波滤波器以改变滤波器的中心频率。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的上述不足，本发明的一个目的是提供可调谐sawidts，用来形成谐振器、滤波器、振荡器和开关，其嵌入型负电极和正电极的掺杂区具有相同的导电类型，其中待激励和待接收的声波的中心频率由数模转换器(dac)来实现调谐，该数模转换器通过集成薄膜偏压电阻为输入idt和输出idt提供dc偏置电压。

本发明的另一个目的是提供可调谐sawidts，用来形成谐振器、滤波器、振荡器和开关，其嵌入型负电极和正电极掺杂区具有不同的导电类型，其中待激励和待接收的声波的中心频率由数模转换器(dac)来实现调谐，该数模转换器通过集成薄膜偏压电阻为输入idt和输出idt提供dc偏置电压。

本发明的又一个目的是提供可调谐sawidt，用来形成谐振器、滤波器、振荡器和开关，其抬高型负电极和正电极掺杂区具有相同的导电类型，其中待激励和待接收的声波的中心频率由数模转换器(dac)来实现调谐，该数模转换器通过集成薄膜偏压电阻为输入idt和输出idt提供dc偏置电压。

本发明的再一个目的是提供可调谐sawidt，用于形成谐振器、滤波器、振荡器和开关，其抬高型负电极和正电极掺杂区具有不同的导电类型，通过数模转换器(dac)，其中待激励和待接收的声波的中心频率由数模转换器(dac)来实现调谐，该数模转换器通过集成薄膜偏压电阻为输入idt和输出idt提供dc偏置电压。

本发明的再又一个目的是提供由输入数字信号控制其输出dc电压的数模转换器(dac)，用于调节表面声波(saw)谐振器的中心频率。该可调谐saw谐振器可用于形成微波滤波器、振荡器和开关，用于建设无线或微波系统，其谐振的中心频率可通过施加到数模转换器(dac)上的输入数字信号来调谐。

附图说明

图1为显示了压电基板上的现有技术表面声波滤波器(100)的示意图，该压电基板上具有用于激励表面声波的输入叉指换能器idt1和用于接收表面声波并将其转换为输出电信号的输出叉指换能器idt2；

图2显示了现有技术的薄膜体声波谐振器fbar(200)的示意横截图，其具有一个空气隙，一个底部电极，一个压电层和一个顶部电极，其谐振频率主要由压电层厚度和声波速度来决定；

图3示出了根据本发明一个实施例的具有可调中心频率的saw滤波器(200a)的顶视概要图。第一数模转换器dac1(270)提供第一输入dc偏置电压vdc，并通过集成薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)施加到输入叉指换能器idt1(220)上，以调节所激发的表面声波的频率。第二数模转换器dac2(270')提供第一输出dc偏压vdc'，并通过集成薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')施加到输出叉指换能器idt2(250)上，来调节要接收的表面声波的频率；

图4显示了根据本发明的可调saw滤波器(200b)的顶视概要图，其中输入电极垫和输出电极垫直接沉积在第一压电层(210)之上；

图5显示了具有可调中心频率的saw滤波器(200c)的顶视概要图。这里，单个数模转换器被用来为idt1和idt2提供dc偏压。该dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一dc偏压vdc，并通过集成薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)施加到输入叉指换能器idt1(220)上，以及通过集成薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')施加到输出叉指换能器idt2(250)之上；

图6是沿着可调谐saw滤波器(200a，图3)中的线a-a'所截取的截面概要图，显示了具有相同掺杂类型的嵌入型输入正电极和负电极掺杂中性区的idt1的一部分。第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，并通过集成输入薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1)施加在电极手指和底部电极层之间，来调整idt1的频率；

图7是沿着可调谐saw滤波器(200a，图3)中的线b-b'所截取的截面概要图，显示了具有相同掺杂类型的嵌入型输出正电极和负电极掺杂中性区的idt2的一部分。第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，并通过集成输出薄膜偏压电阻(rn-1'，rp-1'))施加在电极手指和底部电极层之间，来调整idt2的频率；

图8是沿着可调谐saw滤波器(200a，图3)中的线a-a'所截取的截面概要图，显示了具有不同掺杂类型的嵌入型正电极和负电极掺杂中性区的idt1的一部分。第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，并通过集成输入薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1)施加在电极手指之间来调整idt1的频率；

图9是沿着可调谐saw滤波器(200a，图3)中的线b-b'所截取的截面概要图，显示了具有不同掺杂类型的嵌入型输出正电极和负电极掺杂中性区的idt2的一部分。第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，并通过集成输出薄膜偏压电阻(rn-1'，rp-1')施加在电极手指之间，用于调整idt2的频率；

图10是沿着可调谐saw滤波器(200a，图3)中的线a-a'所截取的截面概要图，显示了具有相同掺杂类型的抬高型输入正电极和负电极掺杂中性区的idt1的一部分。第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，并通过集成输入薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1)施加在电极手指和底部电极层之间，用于调整idt1的频率；

图11是沿着可调谐saw滤波器(200a，图3)中的线b-b'所截取的截面概要图，显示了具有相同掺杂类型的抬高型输出正电极和负电极掺杂中性区的idt2的一部分。第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，并通过集成输出薄膜偏压电阻(rn-1'，rp-1')施加在电极手指和底部电极层之间，用于调整idt2的频率；

图12是沿可调saw滤波器(200a)中的线a-a'所截取的截面概要图，显示了具有不同掺杂类型的抬高型输入正电极和负电极掺杂中性区的idt1的一部分。第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，并通过集成输入薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1)施加在电极手指之间来调整idt1的频率；

图13是沿可调saw滤波器(200a)中的线b-b'所截取的截面概要图，显示了具有不同掺杂类型的抬高型输出正电极和负电极掺杂中性区的idt2的一部分。第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，并通过集成输出薄膜偏压电阻(rn-1'，rp-1')施加在电极手指之间，用于调整idt2的频率；

图14显示了一个具有输入电极垫，输入电极手指，输入电极掺杂区的可调谐输入saw反射器2901r的顶视概要图。第三数模转换器(510)将第三数字信号(515)转换为第三直流偏压vdcr，并施加在电极手指之间以控制mr和ml以及被反射的表面声波的频率。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

具有数模转换器的可调谐sawidt

本发明提供了可调谐表面声波(saw)叉指换能器(idt)和反射器，用于saw器件，例如：saw滤波器、振荡器以及其他器件，并采用集成薄膜电阻来提供dc偏压和rf隔离。sawidt的中心谐振频率由数模转换器(dac)所提供的dc电压来调谐，其dc电压则由加到dac的数字信号来控制和确定。

图3显示了根据本申请的可调谐saw滤波器(200a)的概要顶视图。该可调谐saw滤波器(200a)具有一个输入叉指换能器idt1(220)和一个输出叉指换能器idt2(250)，制造在一个第一压电层(210)和一个支撑衬底(210s)上。在saw滤波器(200a)中，一个第一数模转换器dac1(370)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，并通过集成输入薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1)加到输入叉指换能器idt1上，来调谐和调节idt1中要激发的表面声波的频率。一个第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，并通过集成输出薄膜偏压电阻(rn-1'，rp-1')加到输出叉指换能器idt2上，来调谐和调节idt2中所接收的表面声波的频率。薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1，rn-1'和rp-1')与sawidt集成在一起，并在相同的idt制造工艺中被制造在同一衬底上。尽管在图3中仅显示了三对电极手指用于idt1和idt2，但是应该理解，在实际的saw器件中，电极手指的数量通常要大得多，以便实现所需的性能。

idt1(220)包括一个输入正电极垫(220pm)位于一个输入正电极垫掺杂区(220dp)之上；一个输入负电极垫(220nm)位于一个输入负电极垫掺杂区(220dn)上；输入正电极手指(220p-1,220p-2,220p-3)，每一个在一个输入正电极掺杂区(dp-1，dp-2，dp-3)上；输入负电极手指(220n-1,220n-2,220n-3)，每一个在一个输入负电极掺杂区(dn-1，dn-2，dn-3)上。输入正电极手指和相邻输入负电极手指间中心到中心的距离被控制为输入叉指间距(由b给出)。输入电极手指连接到一个电信号源(230)，来激发频率为f≈v/(2×b)的表面声波(240)，其中v是表面声波的速度。

输出叉指换能器idt2(250)包括一个输出正电极垫(250pm)位于一个输出正电极垫掺杂区(250dp)之上；一个输出负电极垫(250nm)位于一个输出负电极垫掺杂区(250dn)之上；输出正电极手指(250p-1,250p-2,250p-3)，每一个在一个输出正电极掺杂区(dp-1'，dp-2'，dp-3')上；输出负电极手指(250n-1,250n-2,250n-3)，每一个在一个输出负电极掺杂区(dn-1'，dn-2'，dn-3')上。输出正电极手指和相邻输出负电极手指间中心到中心的距离被控制为输出叉指间距(b')，其优选为与输入叉指间距(b)相同，以接收表面声波(240)并将它们转换成横跨在输出电阻器r(260)上的输出电信号vout。

输入叉指换能器(220)和输出叉指换能器(250)被idt的中心到中心距离(200d)隔开。输入电极掺杂区宽度(a)基本上被保持与输入叉指间距(b)的一半相等，使得相邻输入电极掺杂区(c)之间的间距也基本上与输入叉指间距(b)的一半相等。同样，输出电极掺杂区宽度(a'＝a)基本上被保持等于输出叉指间距的一半(b'＝b)，从而相邻输出电极掺杂区(c')之间的间距也基本等于输出叉指间距的一半(b'＝b)。输入电极手指宽度(m)被选择与输出电极手指宽度(m')相同，并且指宽(m，m')不大于电极掺杂区宽度(a，a')。

输入叉指换能器(220)和输出叉指换能器(250)被idt的中心到中心距离(200d)隔开。输入电极掺杂区宽度(a)基本上被保持与输入叉指间距(b)的一半相等，使得相邻输入电极掺杂区(c)之间的间距也基本上与输入叉指间距(b)的一半相等。同样，输出电极掺杂区宽度(a'＝a)基本上被保持等于输出叉指间距的一半(b'＝b)，从而相邻输出电极掺杂区(c')之间的间距也基本等于输出叉指间距的一半(b'＝b)。输入电极手指宽度(m)被选择与输出电极手指宽度(m')相同，并且指宽(m，m')不大于电极掺杂区宽度(a，a')。

为了操作图3中的saw滤波器，一个第一数字信号(275)被加到dac1上以产生和控制第一输入dc偏压vdc，使得idt1的谐振频率为fo1。同时，一个第二数字信号(275')被加到dac2以产生和控制第一输出dc偏压vdc'，使得idt2的谐振频率为fo1'。第一输入dc偏压vdc的值被优选为与第一输出dc偏压vdc'的值相同，以实现idt1和idt2中的频率的同步调谐，使得fo1＝fo1'。这里，vdc和vdc'的极性可以为正或为负，有较小的值，只要它们可以调谐和调整idt1和idt2的频率即可。

由于vdc的值被优选为与vdc'的值相同以实现idt1和idt2中的频率的同步调谐，因此，单个dac1可以同时连接到idt1和idt2以实现频率调谐。如图5所示，一个第一数摸转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一dc偏压vdc，其被连接到输入idt1和输出idt2。这里，vdc的极性可以为正或为负，有较小的值，只要它们可以调谐和调整idt1和idt2的频率。

叉指间距(b或b')的值在saw器件的设计和制造期间选择，待激发和传播的表面声波(240)的波长为：l＝2b＝2b'。因此，l的值与表面声波的速度v一起，决定了表面声波的激发，传播和检测的独特中心频率f＝v/l。可调谐sawidt中的频率调谐基于与电极掺杂区和电极手指相关的质量负荷(ml)的调整和金属化比率(mr)的调整。关于正电极掺杂区(220p-1,220p-2,220p-3)和负电极掺杂区(220n-1,220n-2,220n-3)之间的dc偏压对质量负载(ml)和金属化比率(mr)的影响的详细描述，可以在美国专利公布号：us2017-0085246和us2017-0366165中找到。

根据本发明，第一压电层(210)的材料选自一组压电半导体，包括：linbo3，litao3，zno，aln，gan，algan，litao3，gaas，algaas等。以压电基片linbo3为例，声波v的速度约为4000m/sec。为了获得中心频率fo＝2ghz的滤波器，声波的波长是l＝(4000m/sec)/(2×10⁹/sec)＝2×10^-4cm。叉指间距(b或b')的值是1μm。假设电极掺杂区宽度(a或a')与相邻电极掺杂区之间的间距(c或c')相等，则电极掺杂区宽度则为0.5μm。为了制造在更高频率下工作的sawidt，将需要更先进的光刻工具和更严格的工艺控制。

支撑衬底(210s)选自如下材料组：linbo3，litao3，pzt，aln，gan，algan，zno，gaas，alas，algaas，al2o3，batio3，石英，knbo3，si，蓝宝石，石英，玻璃和塑料。支撑衬底的厚度(210st)需通过考虑机械强度、散热和声学性能的要求来选择。当第一压电层(210)的材料与支撑基板(210s)的材料选择为相同时，它们可以组合成一个单一的压电基板。

输入正电极掺杂区(dp-1，dp-2，dp-3)、输入负电极掺杂区(dn-1，dn-2，dn-3)、输出正电极掺杂区(dp-1'，dp-2'，dp-3')和输出负电极掺杂区(dn-1'，dn-2'，dn-3')是掺杂压电半导体，其材料可以从一组材料中选择，包括：aln，gan，algan，zno，gaas，alas和algaas，只要它们具有足够的声耦合系数，是压电半导体，并且可以掺杂成n型和/或p型导电。由于输入/输出正掺杂区和输入/输出负掺杂区的材料，被选择为具有相当大能隙的压电半导体，当施加dc偏压时，不必要的漏电流可以保持很小。根据本发明的一个实施例，输入正/负电极掺杂区和输出正/负电极掺杂区的厚度优选控制在10到2000nm的范围内，更优选控制在20至1000nm的范围内，取决于操作频率、调谐范围和所需的调谐灵敏度。

在图3中，输入正电极掺杂区的输入第一掺杂类型和输入负电极掺杂区的输入第二掺杂类型被选择为不同。输出正电极掺杂区的输出第一掺杂类型和输出负电极掺杂区的输出第二掺杂类型也选择为不同。输入第一掺杂类型和输入第二掺杂类型，输出第一掺杂类型和输出第二掺杂类型也可以选择为相同。在这种情况下，将采用与图3不同的dc偏压电路。在可调谐saw叉指换能器(idt1，idt2)中，输入正电极掺杂区的输入第一掺杂浓度、输入负电极掺杂区的输入第二掺杂浓度、输出正电极掺杂区的输出第一掺杂浓度和输出负电极掺杂区的输出第二掺杂浓度，优选地被控制在10¹³-10²⁰cm^-3的范围内，取决于所需的操作频率和调谐范围。

为了促进电极掺杂区和电极手指之间的电阻性接触，在输入正/负电极掺杂区(dp-1，dp-2，dp-3，dn-1，dn-2，dn-3)和输出正/负电极掺杂区(dp-1'，dp-2'，dp-3'，dn-1'，dn-2'，dn-3')上，优选有一个重掺杂的表层。重掺杂dn⁺层和dp⁺层的厚度应保持较小(优选在20nm或更小)。

用于输入正电极手指(220p-1,220p-2,220p-3)，输入负电极手指(220n-1,220n-2,220n-3)，输入正电极垫(220pm)和输入负电极垫(220nm)的材料选自一组金属，包括：ti，al，w，pt，mo，cr，pd，ta，cu，cr，au，ni，ag，ru，ir和其他金属以及合金。用于输出正电极手指(250p-1,250p-2,250p-3)，输出负电极手指(250n-1,250n-2,250n-3)，输出正电极垫(250pm)和输出负电极垫(250nm)的材料选自同一组金属和金属合金，以便它们有相同的电子特性并且可以在相同的沉积步骤中沉积。

底部电极层(210bm)的材料可选自金属和掺杂半导体，并优选掺杂压电半导体，包括：ti，al，w，pt，mo，cr，pd，ta，cu，cr，au，ni，ag，ru，ir，mn，gan，algan，zno，gaas，alas，algaas及其组合。

在电极掺杂区和电极手指之间期望具有电阻性接触，因此应该选择与电极掺杂区有接触的电极手指的第一层的材料。以idt1(220)为例，当输入正电极掺杂区被掺杂为p型导电时，与输入正电极掺杂区接触的输入正电极手指的第一层的功函数应大于输入正电极掺杂区的压电半导体材料的电子亲和力。当输入第二掺杂类型与输入第一掺杂类型相反时，输入负电极掺杂区被掺杂为n型导电。因此，输入负电极手指的第一层的功函数应与输入负电极掺杂区的压电半导体材料的电子亲和力接近或较小。

根据本发明的一个实施例，输入的正/负电极手指的厚度(220p-1t，220n-1t)优选在10到400nm的范围内，取决于所需的操作频率和频率调谐范围。为了降低输入正/负电极手指和输出正/负电极手指的质量负荷作用和增加频率调谐的灵敏度，优选具有较小原子量的金属，如：al，ti作为输入电极手指和输出电极手指的一部分。并优选具有减小的输入/输出电极手指厚度(在20至200nm的范围内)。此外，可以有利地采用至少两种金属材料的多层金属结构，以改善输入的正/负电极手指和输出正/负电极手指的粘附力并降低接触电阻。

为了有效地隔离rf信号并允许dc偏压的施加，集成输入和输出薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1，rn-1'和rp-1')的电阻值优选大于200ω，更优选大于1000ω。然而，电阻值r不应太大，以便保持较低的rc常数并且减少任何不必要的saw器件开关延迟时间(τ1＝r1×c)。集成输入和输出薄膜偏压电阻可以具有不同的形状，例如长方形、正方形、三角形、梯形、平行四边形等。以长方形为例：集成输入和输出薄膜偏压电阻可以具有偏压电阻长度rl，偏压电阻宽度rw，偏压电阻厚度rt。偏压电阻厚度rt优选小于2微米，并更优地选择小于0.5微米，以便更易于通过蚀刻或剥离术进行图案化。

集成薄膜偏压电阻(rn-1，rp-1，rn-1'和rp-1')的材料可以是诸如ni，cr，ta，w，mo的金属以及它们的合金，包括nicr。它们也可以是金属氧化物，金属氮化物和金属氮氧化物，如ruo2，tan，zno，znon，insno，insnon，znino，zninon，znsno，znsnon，bi2ru2o7，ruo2，bi2ir2o7，以及其他半导体如si，只要集成薄膜偏压电阻的电阻值优选大于200ω(或更优选大于1000ω)，并且具有稳定的热特性。形成薄膜偏压电阻的薄膜层可以通过真空方法沉积，例如在含有ar气体或ar、o2和/或n2的混合气体的真空腔中蒸发、dc溅射和rf溅射。

具有相同掺杂类型的嵌入型电极掺杂区的idt：

图6和图7分别显示了在图3中的saw结构(200a)中，沿线a-a'和b-b'所截取的idt1(220)和idt2(250)的概要横截图，其具有嵌入型的输入/输出正/负电极掺杂区，并且其正电极掺杂区和负电极掺杂区具有相反的掺杂类型。

图6是类似于图3中所示的idt1的可调谐和可调整saw滤波器中的idt1(220)的一部分的概要横截图，显示了两个相邻的输入电极手指(220n-1,220p-1)位于嵌入型输入电极掺杂中性区(dn-1v2，dp-1v2)之上。具有底部电极层厚度(210bmt)的底部电极层(210bm)被夹在支撑衬底(210s)和第一压电层(210)之间。输入正电极掺杂区(dp-1)包含两个部分：输入正电极掺杂中性区(dp-1v2)和输入正电极耗尽区(dp-1d2)。输入负电极掺杂区(dn-1)也具有个两部分：输入负电极掺杂中性区(dn-1v2)和输入负电极耗尽区(dn-1d2)。输入正电极掺杂中性区(dp-1v2)具有输入正电极掺杂中性区厚度(dp-1v2t)和输入正电极掺杂中性区宽度(dp-1v2w)，输入负电极掺杂中性区(dn-1v2)具有输入负极掺杂中性区厚度(dn-1v2t)和输入负极掺杂中性区宽度(dn-1v2w)。输入正电极耗尽区(dp-1d2)具有输入正电极耗尽区厚度(dp-1d2t)，输入负电极耗尽区(dn-1d2)具有输入负电极耗尽区厚度(dn-1d2t)。

虽然输入正极掺杂中性区(dp-1v2)的输入第一掺杂类型和输入负极掺杂中性区(dn-1v2)的输入第二掺杂类型可以不同，但图6中的输入第一掺杂类型和输入第二掺杂类型选择为相同(p型或n型)。输入正电极掺杂中性区(dp-1v2)的第一掺杂浓度和输入负电极掺杂中性区(dn-1v2)的第二掺杂浓度选择为基本相同，并且优选在以下范围内：10¹³-10²⁰cm^-3，取决于所需的操作频率和调谐范围。具有输入正电极手指厚度(220p-1t)的输入正电极手指(220p-1)与输入正电极掺杂中性区(dp-1v2)和输入负电极手指(220n-1)形成电阻性接触。具有输入负电极手指厚度(220n-1t)的输入负电极手指与输入负电极掺杂中性区(dn-1v2)形成电阻性接触。为了促进电阻性接触，优选一个重掺杂表层在嵌入型输入正/负电极掺杂区之上。重掺杂表层的厚度应保持为较小(约20nm或更小)。

输入正电极手指(220p-1)和输入负电极手指(220n-1)之间的空间限定具有输入电极间隔区宽度(220s-1w)的输入电极间隔区(220s-1)。叉指间距(220ns-1w或b)等于输入正/负电极手指宽度(m)和输入电极间隔区宽度(220s-1w)之和，并且它也等于(220ps-1w)。rf信号施加到正rf接触(rfp)和负rf接触(rfn)上。集成输入薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)防止rf信号漏到dc偏压电路中去。

第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc。由于输入正极和负极掺杂中性区的掺杂类型相同，输入电极手指(220p-1)和(220n-1)通过集成输入薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)一起连接到第一数模转换器dac1(270)的负输出端，而具有厚度(210bmt)的底部电极层(210bm)则连接到第一数模转换器dac1的正输出端(270)，使得第一输入dc偏压vdc加在输入电极手指(220p-1,220n-1)和底部电极层(210bm)之间。尽管图6中的idt1的掺杂类型和偏压设置与图3中所示的idt1不同，但为方便起见，图6中的元件标记与图2a中的idt1中的元件标记相同。

在图6中，第一输入dc偏压vdc的极性可以是正的或负的。vdc的值和极性由提供给第一数模转换器dac1(270)的第一数字信号(275)来调节和调整，以实现对输入正/负电极耗尽区(dp-1d2，dn-1d2)的厚度(dp-1d2t，dn-1d2t)，输入正/负电极掺杂中性区(dp-1v2，dn-1v2)的厚度和宽度(dp-1v2t，dp-1v2w，dn-1v2t，dn-1v2w)的控制和调节。这反过来又调节和改变了idt1中的输入正电极质量负荷((dp-1v2)的质量和(220p-1)的质量的总和)和输入负电极质量负荷((dn-1v2)的质量和(220n-1)的质量之和)，以实现激发表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(相比基本频率值fo)。同时还调整和改变了与输入正电极掺杂中性区和输入负电极掺杂中性区相关联的金属化比率，以实现金属化比率频率差值δfmr。

当输入正/负电极耗尽区厚度(dp-1d2t，dn-1d2t)随着第一输入dc偏压vdc的数值增加而增加时，输入正/负电极的质量负荷ml和金属化比率mr会减小，所以表面声波的频率将会增加。当输入正/负电极耗尽区厚度(dp-1d2t，dn-1d2t)随着第一输入dc偏压vdc的数值减小或通过反转vdc的极性而减小时，表面声波的频率将由于输入正/负电极的质量负荷ml的增加(由于输入正/负电极掺杂中性区厚度和宽度的增加)和金属化比率mr的增加(由于输入正/负电极掺杂中性区的宽度增加)而减小。质量负荷频率差值δfml与金属化比率频率差值δfmr的组合将产生与基本频率值fo的总频率差值δft。

图7是一个类似于(200a)的可调谐和可调整saw滤波器中的idt2(250)的部分概念横截图，显示了两个相邻的输出电极手指(250n-1,250p-1)位于嵌入型电极掺杂中性区(dn-1'v2，dp-1'v2)之上。一个具有底部电极层厚度(210bmt)的底部电极层(210bm)被夹在支撑衬底(210s)和第一压电层(210)之间。在图7中，输出正电极掺杂区(dp-1')包含两部分：输出正电极掺杂中性区(dp-1'v2)和输出正电极耗尽区(dp-1'd2)。输出负电极掺杂区(dn-1')也包含两部分：输出负电极掺杂中性区(dn-1'v2)和输出负电极耗尽区(dn-1'd2)。输出正电极掺杂中性区(dp-1'v2)有输出正极掺杂中性区厚度(dp-1'v2t)和输出正极掺杂中性区宽度(dp-1'v2w)，输出负电极电极掺杂中性区(dn-1'v2)有输出负电极掺杂中性区厚度(dn-1'v2t)和输出负电极掺杂中性区宽度(dn-1'v2w)。输出正电极耗尽区(dp-1'd2)有输出正电极耗尽区厚度(dp-1'd2t)，输出负电极耗尽区(dn-1'd2)有输出负电极耗尽区厚度(dn-1'd2t)。

在该结构中，正电极掺杂中性区(dp-1'v2)的输出第一掺杂类型和负电极掺杂中性区(dn-1'v2)的输出第二掺杂类型被选择为相同(p型或n型)。正电极掺杂中性区(dp-1'v2)的第一掺杂浓度和负电极掺杂中性区(dn-1'v2)的第二掺杂浓度选择为基本相同，并且优选在10¹³-10²⁰cm^-3的范围内，取决于所需的操作频率和调谐范围。输出正电极手指(250p-1)与输出正电极掺杂中性区(dp-1'v2)形成电阻性接触，输出负电极手指(250n-1)与输出负电极掺杂中性区(dn-1'v2)形成电阻性接触。为了促进电阻性接触，优选在嵌入型输出正/负电极掺杂区(dp-1'，dn-1')上有重掺杂的表层。重掺杂表层的厚度应保持较小(20nm或更小)。

输出正电极手指(250p-1)和输出负电极手指(250n-1)之间的空间限定具有输出电极间隔区宽度(250s-1w)的输出电极间隔区(250s-1)。叉指间距(250ns-1w或b')等于输出正/负电极手指宽度(m')和输出电极间隔区宽度(250s-1w)之和，它也等于(250ps-1w))。

由于输出正极和负极掺杂中性区(dp-1'v2，dn-1'v2)的掺杂类型相同，输出电极手指(250p-1)和(250n-1)通过集成薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')一起连接到第二数模转换器dac2(270')的负输出端，而厚度为(210bmt)的底部电极层(210bm)则连接到dac2(270')的正输出端，使得第一输出dc偏压vdc'加在输出电极手指(250p-1，250n-1)和底部电极层(210bm)之间。rf信号在正rf接触(rfp)和负rf接触(rfn)之间接收。尽管图7中的idt2的掺杂类型和偏压设置不同于图3中所示的idt2(250)，但为方便起见，图7中的元件使用与图3中idt2相同的方式标记。集成输出薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')防止rf信号漏到直流偏压电路中去。

在图7中，dac2提供并调节第一输出dc电压vdc'，其可以是正极性的或负极性的。vdc'的数值和极性由提供给第二数模转换器dac2(270')的第二数字信号(275')调节和调整，以实现对输出正/负电极耗尽区(dp-1'd2，dn-1'd2)的厚度(dp-1'd2t，dn-1'd2t)和输出正/负电极掺杂中性区(dp-1'v2，dn-1'v2)的厚度和宽度(dp-1'v2t，dp-1'v2w，dn-1'v2t，dn-1'v2w)的控制和调节。这反过来又调节和改变了idt2中的输出正电极质量负荷((dp-1'v2)的质量和(250p-1)的质量之和)和输出负电极质量负荷((dn-1'v2)质量和(250n-1)质量之和)，以获得要接收的表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(相比基本频率值fo)。它同时还调整和改变了与输出正电极掺杂中性区和输出负电极掺杂区相关联的金属化比率，以实现金属化比率频率差值δfmr。

当输出正/负电极耗尽区厚度(dp-1'd2t，dn-1'd2t)随着dac2所提供的输出dc偏压vdc'的数值的增加而增加时，表面声波的频率会由于输出正/负电极的质量负荷的减小和金属化比率的降低而增加。当输出正/负电极耗尽区厚度(dp-1'd2t，dn-1'd2t)随着输出dc偏压vdc'的数值减小或通过反转vdc'的极性而减小时，表面声波的频率将由于输出正/负电极质量负荷的增加(由于输出正/负电极掺杂中性区的厚度和宽度的增加)和金属化比率mr的增加(由于输出正/负电极掺杂的中性区的宽度增加的结果)而减小。质量负荷频率差值δfml与金属化比率频率差值δfmr的组合将产生与基本频率fo的总频率差值δft。

在图6和图7中，第一数模转换器dac1(270)和第二数模转换器dac2(270')也可以用一个数模转换器来代替，该单个数模转换器将数字信号转换为dc偏压vdc，以同时实现对idt1和idt2的频率调整。

具有相反掺杂类型的嵌入型电极掺杂区的idt：

图8和图9分别显示了在(200a，图3)中，沿线a-a'和b-b'所截取的idt1(220)和idt2(250)的部分概要横截图，其具有嵌入型的输入电极掺杂区。在图6中的idt1(220)，除了输入正电极掺杂中性区(dp-1v2)的输入第一掺杂类型和输入负电极掺杂中性区(dn-1v2)的输入第二掺杂类型被选择为不同，且不具有一个底部电极层(210bm)，其他所有元素与图6所示的idt1相同。同样的，除了输出正电极掺杂中性区(dp-1'v2)的输出第一掺杂类型和输出负电极掺杂中性区(dn-1'v2)的输出第二掺杂类型选择为不同，与不具有一个底部电极层(210bm)之外，idt2(250)中的所有元件与图7中所示的idt2相同。由于掺杂类型的差异，idt1和idt2的偏压的设置不同于在图6和图7中所示的具有相同掺杂类型的idt的偏压设置。

图8中的第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，并通过集成输入薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)施加在输入正电极手指(220p-1)和输入负电极手指(220n-1)之间。由于输入正电极和负电极掺杂中性区的掺杂类型不同，输入正电极手指(220p-1)通过(rp-1)连接到dac1的负输出端，输入负电极手指(220n-1)则通过(rn-1)连接到dac1的正输出端。

在图8中，第一输入dc偏压vdc的极性可以是正的或负的。vdc的值和极性由提供给第一数模转换器dac1(270)的第一数字信号(275)来调谐和调节，以实现对输入电极耗尽区(dp-1d2，dn-1d2)的厚度(dp-1d2t，dn-1d2t)，输入电极掺杂中性区(dp-1v2，dn-1v2)的厚度和宽度(dp-1v2t，dp-1v2w，dn-1v2t，dn-1v2w)的控制和调节。这反过来又会调节和改变idt1中的输入正电极质量负荷((dp-1v2)的质量和(220p-1)的质量之和)和输入负电极质量负荷((dn-1v2)的质量和(220n-1)的质量的总和)，以实现待激发的表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(相比于基本频率值fo)。同时还调整和改变了与输入正电极掺杂中性区和输入负电极掺杂中性区相关的金属化比率，以实现金属化比率频率差值δfmr。

在图9中，第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，并通过集成输出薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')施加在输出正电极手指(250p-1)和输出负电极手指(250n-1)之间。基于输出正电极和负电极掺杂中性区的掺杂类型的不同，输出正电极手指(250p-1)通过(rp-1')连接到dac2(270')的负输出端，而输出负电极手指(250n-1)则通过(rn-1')连接到dac2(270')的正输出端。

在图9中，第一输出dc偏压vdc'的极性可以是正的或负的。vdc'的值和极性由提供给dac2(270')的第二数字信号(275')来调节和调整，以实现对输出电极耗尽区(dp-1'd2，dn-1'd2)的厚度(dp-1'd2t，dn-1'd2t)，输出电极掺杂中性区(dp-1'v2，dn-1'v2)的厚度和宽度(dp-1'v2t，dp-1'v2w，dn-1'v2t，dn-1'v2w)的控制和调节。这反过来又会调节和改变idt2中的输出正电极质量负荷((dp-1'v2)的质量和(250p-1)的质量之和)和输出负电极质量负荷((dn-1'v2)的质量和(250n-1)的质量之和)，以获得所需接收的表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(相比于基本频率值fo)。同时还调整和改变了与输入正电极掺杂中性区和输入负电极掺杂中性区相关的金属化比率，以实现金属化比率频率差值δfmr。

应该指出的是，在图8和图9中，第一数模转换器dac1(270)和第二数模转换器dac2(270')可以用一个数模转换器来代替，该单个数模转换器将数字信号转换成dc偏压vdc，以同时实现对idt1和idt2的频率调谐。

具有相同掺杂类型的抬高型电极掺杂区的idt：

为了增加质量负荷效应(δfml)并降低金属化比率效应(δfmr)，本发明提供了如图10-图13所示的具有抬高型电极掺杂区的saw结构。

图10和图11分别显示了在图3的saw滤波器(200a)中，分别沿线a-a'和b-b'所截取的idt1(220)和idt2(250)的部分概要横截图，其具有抬高型的输入正/负电极掺杂区和抬高型的输出正/负电极掺杂区，其中正电极掺杂区和负电极掺杂区的掺杂类型选择为相同。

图10是类似于图3中所示的idt1的可调谐和可调整saw滤波器中的idt1(220)的部分的概要横截图。抬高型输入正电极掺杂区(dp-1)和抬高型输入负电极掺杂区(dn-1)被沉积在厚度为(210t)的第一压电层(210)的顶表面上，该第一压电层则位于厚度为(210bmt)的底部电极层(210bm)和厚度为(210st)的支撑衬底(210s)之上。

厚度为(dp-1t)的抬高型输入正电极掺杂区(dp-1)由两部分组成：厚度为(ep-1v2t)和宽度为(ep-1v2w)的抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)，厚度为(ep-1d2t)和宽度为(ep-1d2w)的抬高型输入正电极耗尽区(ep-1d2)。厚度为(dn-1t)的抬高型输入负极掺杂区(dn-1)也有两部分：有厚度(en-1v2t)和宽度(en-1v2w)的抬高型输入负极掺杂中性区(en-1v2)，以及有厚度(en-1d2t)和宽度(en-1d2w)的抬高型输入负电极耗尽区(en-1d2)。抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)有输入第一掺杂类型，抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)有输入第二掺杂类型，其与输入第一掺杂类型相同。

具有输入正电极手指宽度(220p-1w或m)和输入正电极手指厚度(220p-1t)的输入正电极手指(220p-1)，其输入正电极手指宽度(220p-1w或m)与(ep-1v2w)基本相同，被沉积在抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)的顶部并与之对齐。具有输入负电极手指宽度(220n-1w或m)和输入负电极手指厚度(220n-1t)的输入负电极手指(220n-1)，其输入负电极手指宽度(220n-1w或m)与抬高型输入负电极掺杂区宽度(en-1v2w)基本相同，被沉积在抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)的顶部并与之对齐。输入正电极手指(220p-1)与抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)形成电阻性接触，输入负电极手指(220n-1)与抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)形成电阻性接触。区域(ep-1v2，en-1v2，ep-1d2，en-1d2)形成一个抬高型电极掺杂区结构，且具有一个输入电极间隔区(enp-1v2)，有一个输入电极间隔区宽度(enp-1v2w或c)。叉指间距(220ns-1w，220ps-1w或b)定义为输入正电极手指宽度(220p-1w或m)与输入电极间隔区宽度(enp-1v2w或c)之和，它也等于输入负电极手指宽度(220n-1w或m)与输入电极间隔区宽度(enp-1v2w或c)之和：或b＝m+c。待激发的表面声波(240)的波长基本上等于叉指间距的两倍：2x(220ns-1w)＝2b＝2(m+c)。rf信号加在正rf接触(rfp)和负rf接触(rfn)之间。集成输入薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)隔离rf信号，防止其漏到dc偏压电路中去。

在图10中，(ep-1d2w)的大小被选择为与(en-1d2w)的大小基本相同。此外，宽度(ep-1d2w)和(en-1d2w)与宽度(ep-1v2w)和(en-1v2w)也基本相同。由于输入正/负电极耗尽区(ep-1d2，en-1d2)的存在，与抬高型输入正/负电极掺杂区(dp-1，dn-1)的厚度(dp-1t，dn-1t)相比，抬高型输入正/负电极掺杂中性区(ep-1v2，en-1v2)的厚度(ep1v2t，en-1v2t)较小。

需要强调的是，图10中抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)的输入第一掺杂类型和抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)的输入第二掺杂类型选择为相同类型(p型或n型)。抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)的第一掺杂浓度也选择与抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)的第二掺杂浓度基本相同。第一和第二掺杂浓度优选控制在10¹³-10²⁰cm^-3的范围内，取决于所需的操作频率和调谐范围。输入正电极手指(220p-1)与输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)形成电阻性接触，输入负电极手指(220n-1)与输入负电极掺杂中性区(en-1v2)也形成电阻性接触。为了促进电阻性接触，优选在抬高型输入正/负电极掺杂区上有一重掺杂表层。重掺杂表面层的厚度应保持较小(约20nm或更小)。

第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc。由于抬高形输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)和抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)具有相同掺杂的类型，输入电极手指(220p-1)和(220n-1)通过集成输入薄膜偏压电阻(rp-1，rn-1)连接到dac1(270)的负输出端，而厚度为(210bmt)的底部电极层(210bm)则连接到dac1(270)的正输出端，使得第一输入dc偏压vdc加在输入电极手指(220p-1,220n-1)和底部电极层(210bm)之间。尽管图10中的idt1的掺杂类型和偏压设置与图3中所示的idt1不同，但为方便起见，图10中的元件标记与图3中idt1的元件标记相同。

在图10中，抬高型输入正电极和负电极掺杂中性区(ep-1v2，en-1v2)是导电的。(ep-1v2)与输入正电极手指(220p-1)一起形成质量负荷的一部分，而(en-1v2)则与输入负电极手指(220n-1)一起形成质量负荷的另一部分。加到第一dac1上的第一数字信号(275)提供并调节第一输入dc偏压vdc，该偏压vdc被施加以便实现控制和改变与输入电极手指(220p-1,220n-1)相关的质量负荷，从而实现对待激发的表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(与fo相比)。质量负荷的变化是通过输入正负电极耗尽区(ep-1d2，en-1d2)的厚度(ep-1d2t，en-1d2t)的变化，以及因此而产生的输入正电极和负电极掺杂中性区(ep-1v2，en-1v2)的厚度(ep-1v2t，en-1v2t)的变化来实现的。第一输入dc偏压vdc可以是正极性的或负极性的但具有小的数值，只要它可以控制和改变输入正/负电极耗尽区的厚度，以实现对idt1中所激发的表面声波的频率的调谐。

图11中显示了可调谐和可调整saw滤波器(200a)中idt2(250)的部分概念横截图。一个抬高型输出正电极掺杂区(dp-1')和一个抬高型输出负电极掺杂区(dn-1')被沉积在位于一个底部电极层(210bm)和一个支撑衬底(210s)之上的第一压电层(210)的上表面上。

具有厚度(dp-1')的抬高型输出正电极掺杂区(dp-1')由两部分组成：具有厚度(ep-1'v2t)和宽度(ep-1'v2w)的抬高型输出正极掺杂中性区(ep-1'v2)；和具有厚度(ep-1'd2t)和宽度(ep-1'd2w)的抬高型输出正电极耗尽区(ep-1'd2)。具有厚度(dn-1't)的抬高型输出负电极掺杂区(dn-1')也有两部分：具有厚度(en-1'v2t)和宽度(en-1'v2w)的抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)；以及具有厚度(en-1'd2t)和宽度(en-1'd2w)的抬高型输出负电极耗尽区(en-1'd2)。抬高型输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)有输出第一掺杂类型，且抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)有输出第二掺杂类型。需要强调的是，在该结构中，抬高型输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)的输出第一掺杂类型的与抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)输出的第二掺杂类型被选择为相同。抬高型输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)的第一掺杂浓度也被选择为与抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)的第二掺杂浓度基本相同。第一和第二掺杂浓度被优选控制在10¹³-10²⁰cm^-3的范围内，取决于所需的操作频率和调谐范围。

输出正电极手指(250p-1)与输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)形成电阻性接触，输出负电极手指(250n-1)与输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)形成电阻性接触。为了促进电阻性接触，优选在抬高型输出正/负电极掺杂区上有重掺杂的表层。重掺杂表层的厚度应保持较小(约20nm或更小)。

具有输出正电极手指宽度(250p-1w或m')和输出正电极手指厚度(250p-1t)的输出正电极手指(250p-1)被沉积在抬高型输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)之上，并与其对齐，其输出正电极手指宽度(250p-1w或m')与(ep-1'v2w)基本相同。具有输出负电极手指宽度(250n-1w或m')和输出负电极手指厚度(250n-1t)的输出负电极手指(250n-1)被沉积在抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)的顶部并与之对齐，其输出负电极手指宽度(250n-1w或m')与抬高型输出负电极掺杂区宽度(en-1'v2w)基本相同。输出正电极手指(250p-1)与抬高型输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)形成电阻性接触，输出负电极手指(250n-1)与抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)形成电阻性接触。区域(ep-1'v2，en-1'v2，ep-1'd2，en-1'd2)形成抬高型电极掺杂区结构，其具有一输出电极间隔区(enp-1'v2)，有一输出电极间隔区宽度(enp-1'v2w或c')。叉指间距(250ns-1w，250ps-1w或b')定义为输出正电极手指宽度(250p-1w或m')与输出电极间隔区宽度(enp-1'v2w或c')的总和，也等于输出负电极手指宽度(250n-1w或m')与输出电极间隔区宽度(enp-1'v2w或c')的总和：或b'＝m'+c'。待接收的表面声波(240)的波长基本上等于叉指间距的两倍：2x(250ns-1w)＝2b'＝2(m'+c')。rf信号在正rf接触(rfp)和负rf接触(rfn)之间接收。集成输入薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')阻止rf信号进入直流偏压电路。

由于抬高型输出正电极和负电极掺杂中性区具有相同的掺杂类型，输出电极手指(250p-1)和(250n-1)通过集成输入薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')一起连接到第二数模转换器dac2的负输出端(270')，而厚度为(210bmt)的底部电极层(210bm)则连接到dac2(270')的正输出端，因此，第一输出dc偏压vdc'是加在输出电极手指(250p-1,250n-1)和底部电极层(210bm)之间的。尽管图11中的idt2的掺杂类型和偏压设置不同于图3中所示的idt2(250)，但为方便起见，图11中的元件以与图3中的idt2相同的方式标记。

在图11中，(ep-1'd2w)的大小被选择与(en-1'd2w)基本相同。此外，宽度(ep-1'd2w)和(en-1'd2w)与宽度(ep-1'v2w)和(en-1'v2w)也基本相同。由于输出电极正/负耗尽区(ep-1'd2，en-1'd2)的存在，与抬高型输入正/负电极掺杂区(dp-1'，dn-1')的厚度(dp-1't，dn-1't)相比，抬高型输出正/负电极掺杂中性区(ep-1'v2，en-1'v2)具有较小厚度(ep1'v2t，en-1'v2t)。

在图11中，抬高型输出正电极和负电极掺杂中性区(ep-1'v2，en-1'v2)是导电的。(ep-1'v2)与输出正电极手指(250p-1)一起形成质量负荷的一部分，而(en-1'v2)与输出负电极手指(250n-1)一起形成质量负荷的另一部分。dac2提供并调节第一输出dc电压vdc'，其可以是正极性或负极性的。vdc'的数值和极性由提供给dac2(270')的第二个数字信号(275')调节和调整，以实现对输出正/负电极耗尽区(ep-1'd2，en-1'd2)的厚度(ep-1'd2t，en-1'd2t)和输出正/负电极掺杂中性区(ep-1'v2，en-1'v2)的厚度(ep-1'v2t，en-1'v2t)的控制和调节。这反过来又调节和改变了idt2中的输出正电极质量负荷((ep-1'v2)的质量和(250p-1)的质量之和)和输出负极质量负荷((en-1'v2)的质量和(250n-1)质量之和)，以实现待接收的表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(与fo相比)。

应该指出的是，在图10和图11中，第一数模转换器dac1(270)和第二数模转换器dac2(270')可以用一个数模转换器来代替，该单个数模转换器将数字信号转换成直流偏压vdc，来同时实现对idt1和idt2的频率调谐。

具有相反掺杂类型的抬高型电极掺杂区的idt：

图12和图13分别显示了沿着(200a，图3)中的线a-a'和线b-b'所截取的idt1(220)的一部分和idt2(250)的一部分，其具有抬高型输入电极掺杂区。与图10中所示的idt1相比，除了该抬高型输入正电极掺杂中性区(ep-1v2)的输入第一掺杂类型和抬高型输入负电极掺杂中性区(en-1v2)的输入第二掺杂类型不同以及不存在的底部电极(210bm)之外，该idt1(220)中所有元件与图10中所示的idt1完全相同。同样的，idt2(250)中的所有元件与图11中所示的idt2基本相同，除了抬高型输出正电极掺杂中性区(ep-1'v2)的输出第一掺杂类型和抬高型输出负电极掺杂中性区(en-1'v2)的输出第二掺杂类型选择为不同以及缺席的底电极(210bm)外。由于掺杂类型的差异，图12和图13中idt1和idt2的偏压设置与图10和图11中的idt1和idt2的偏压设置不同。

在图12中，第一数模转换器dac1(270)将第一数字信号(275)转换为第一输入dc偏压vdc，通过集成输入薄膜偏置电阻(rp-1，rn-1)，施加在输入正电极手指(220p-1)和输入负电极手指(220n-1)之间。由于抬高型输入正电极和负电极掺杂中性区的掺杂类型不同，输入正电极手指(220p-1)通过(rp-1)连接到dac1(270)的负输出端，输入负电极手指(220n-1)则通过(rn-1)连接到dac1的正输出端。

图12中的第一输入dc偏压vdc的极性可以是正的或负的。vdc的值和极性通过加到dac1(270)的第一数字信号(275)来调节和调整，以实现对输入电极耗尽区(ep-1d2，en-1d2)的厚度(ep-1d2t，en-1d2t)和输入电极掺杂中性区(ep-1v2，en-1v2)的厚度(ep-1v2t，en-1v2t)的控制和调节。这又进一步调节和改变了idt1中的输入正电极质量负荷((ep-1v2)的质量和(220p-1)的质量之和)和输入负电极质量负荷((en-1v2)的质量和(220n-1)的质量的总和)，以实现待激发的表面声波(240)的质量负荷频率差值δfml(与fo相比)。

在图13中，第二数模转换器dac2(270')将第二数字信号(275')转换为第一输出dc偏压vdc'，通过集成输出薄膜偏压电阻(rp-1'，rn-1')，施加在输出正电极手指(250p-1)和输出负电极手指(250n-1)之间。基于抬高型输出正电极和负电极掺杂中性区的掺杂类型的不同，输出正电极手指(250p-1)通过(rp-1')连接到dac2(270')的负输出端，输出负电极手指(250n-1)则通过(rn-1')连接到dac2(270')的正输出端。

图13中的第一输出dc偏压vdc'的极性可以是正的或负的。vdc'的值和极性由加到dac2(270')上的第二数字信号(275')来调节和调整，以实现对输出电极耗尽区(ep-1'd2，en-1'd2)的厚度(ep-1'd2t，en-1'd2t)和输出电极掺杂中性区(ep-1'v2，en-1'v2)的厚度(ep-1'v2t，en-1'v2t)的控制和调节。这反过来又调节和改变了idt2中的输出正电极质量负荷((ep-1'v2)的质量和(250p-1)的质量之和)和输出负电极质量负荷((en-1'v2)的质量和(250n-1)的质量之和)，以获得所接收的表面声波(240)的)质量负荷频率差值δfml(与fo相比)。

应该指出的是，在图12和图13中，第一数模转换器dac1(270)和第二数模转换器dac2(270')可以用一个数模转换器来代替，该单个数模转换器将数字信号转换为dc偏压vdc来同时实现idt1和idt2的频率调谐。

表面声波反射器

图14显示了根据本发明的有可调频率的表面声波(saw)输入反射器(290ir)的概要顶视图。它包括在支撑基板(210s)上的第一压电层(210)；输入正电极垫(290pm)和输入负电极垫(290nm)，其可以有利地构造在第一压电层(210)上；多个输入正电极掺杂区(dpr-1，dpr-2，dpr-3)，是掺杂的压电半导体；多个金属输入正电极手指(290p-1,290p-2,290p-3)分别位于一个输入正电极掺杂区之上；多个输入负电极掺杂区(dnr-1，dnr-2，dnr-3)，是掺杂的压电半导体；多个金属输入负电极手指(290n-1,290n-2,290n-3)分别位于一个输入负电极掺杂区之上。在图14中，输入正电极掺杂区和输入负电极掺杂区可以是嵌入型或抬高型。

通过施加一个第三数字信号(515)到第三数模转换器dac3(510)上来提供和调节一个dc偏压vdcr，用以控制与正电极和负电极相关联的质量负荷和金属化比率(在具有抬高型电极掺杂区的输入反射器中，只控制质量负荷)，可以将要反射的表面声波的频率(240r)控制成与图3所示的saw滤波器(200a)中的输入idt1(220)所激发的表面声波(240)的频率和/或输出idt2(250)所接收的表面声波的频率相同。作为上述调谐的结果，当表面声波反射器被放置在输入idt1(220)的旁边时，大部分表面声波(240)会以反射表面声波(240r)的形式反射回来，从而减小不必要的表面声波能量的损失。具有可调谐和可调整频率的表面声波输出反射器也可以用与表面声波输入反射器(290ir)相同的结构来建构，从而使得所接收的表面声波的能量损失减到最小。当一个具有可调谐和可调整频率的表面声波输出反射器放置在输出叉指换能器idt2(250)旁边时，所接收的表面声波中的任何不必要的能量损失会减少。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。