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[0098] 其中遵照关于CELP解码的G. 718的条款7. 1. 2. 1的标记，其中，v(n)和c(n)分 别是自适应和固定字典的码字，Ip和I。是相关联的经解码的增益。该激励U' (n)被用在 下一个子帖的自适应字典中；然后，对其进行后处理，并且如在G718中那样，在块303中，将 激励U' (n)(也被记为exc)与用作合成滤波器的输入的其修改的经过后处理的版 本u(n)(也被记为exc2)区分开；在可W实现本发明的变型中，可W修改对激励应用的后处 理操作（例如，可W增强相位分散），或者可W扩展运些后处理操作（例如，可W实现交叉谐 波噪声的减少），而不影响根据本发明的带扩展方法的性质；
[0099]?通过1 / ,??)进行合成滤波（块303)，其中经解码的LPC滤波器备'?,)是16阶的；
[0100]?如果fs= 8曲Z，则根据G. 718条款7. 3来进行窄带后处理（块304);
[0101] ?通过滤波器1/(1-0. 6化1)进行去加重（块305);
[010引?如在G. 718的条款7. 14. 1. 1中所描述的那样，对低频进行后处理（块306)。该 处理引入在高带（〉6. 4曲Z)的解码中考虑的延迟；
[0103] ?W输出频率fs对12. 8曲Z的内部频率进行重采样（块307)。可能有一些实施 例。在不失一般性的情况下，作为例子，运里认为，如果fs= 8或16曲Z，则在运里重复在 G. 718的条款7. 6中描述的重采样，而如果fs= 32或48曲Z，则使用另外的有限脉冲响应 (FIR)滤波器；
[0104]?计算"噪声口"的参数（块308)，其优选如在G. 718的条款7. 14中所描述的那 样地执行。
[0105] 可W注意到，块306、308、314的使用是可选的。
[0106] 还将注意到，上述的低带的解码假设所谓"活动的"当前帖具有在6. 6和 23. 85化it/s之间的比特率。实际上，在激活DTX模式时，某些帖被编码为"不活动的"，在 运种情况下，能够传送静默描述符（W35比特）或者什么也不传送。具体地，将记起SID 帖描述许多参数：在8帖上平均的ISF参数、在8帖上的平均能量、用于重构不稳定噪声的 抖动标志。在所有情况下，在解码器中，存在与用于活动帖的相同的解码模式，具有对当前 帖的LPC滤波器和激励的重构，其使得能够将带扩展甚至应用于不活动的帖。同样的观察 适用于对"丢失帖"（或FEC、化C)的解码，其中应用LPC模型。
[0107] 与AMR-WB或G. 718解码不同，根据本发明的解码器使得能够将经解码的低带（考 虑在解码器上的50化高通滤波的50-6400HZ，一般情况下为0-6400化）扩展为扩展带，其宽 度根据在当前帖中实现的模式不同而变化，范围大约从50-6900化到50-7700HZ。运样，其 能够参考0-6400化的第一频带W及6400-8000化的第二频带。实际上，在优选实施例中， 激励的扩展在5000-8000化带的频域中执行，W允许6000到6900或7700化宽度的带通滤 波。
[010引在优选实施例中，在23. 85化it/s时，如在参考图2描述的G. 718解码器中那样，W23. 85化it/s传送的HF增益校正信息（0. 8化it/s)在运里被忽视。于是，在图3中，不 使用特定于23. 851d)it/s的块。
[0109] 在表示根据本发明的带扩展设备的并且在第一实施例中的图5中W及在第二实 施例的图7中详细描述的块309中实现高带解码部分。
[0110] 该设备包含：从在高于第一频带的至少一个第二频带OJhm化)）至少一个模块中 过采样和扩展的激励信号获得在至少一个第二频带中的扩展信号的至少一个模块；用于根 据第一频带中的音频信号的每个帖和子帖的能量比，按照针对每个子帖定义的增益来缩放 扩展信号的模块；W及用于通过线性预测滤波器对所述经缩放的扩展信号进行滤波的模 块，所述线性预测滤波器的系数从低带滤波器的系数得出。
[0111] 为了对齐经解码的低带和高带，在第一实施例中引入延迟（块301)W对块306和 307的输出进行同步，并且从16kHz到频率fs(块311的输出）对W16kHz合成的高带进 行重采样。例如，当fs= 16曲Z时，延迟T= 30个样本，其对应于15个样品的从12. 8到 16曲Z的重采样的延迟+15个样品的低频的后处理的延迟。根据所实现的处理操作，延迟T 的值将必须适合于其他情况（fs= 32,48曲Z)。将记起当fs= 8曲Z时，不必应用块309到 311，因为在解码器的输出处的信号的带被限制为0-4000化。
[0112] 将注意到，根据第一实施例的在块309中实现的本发明的扩展方法优选不引入相 对于W12. 8曲Z重构的低带的任何另外的延迟；然而，在本发明的变型中（例如，通过重叠 地使用时间/频率变换），将可能引入延迟。因此，一般地，在块310中的T值必须根据具体 实施进行调整。例如，在不使用低频的后处理（块306)的情况下，对fs= 16曲Z引入的延 迟将可能被设置为T= 15个样品；相似地，在根据在图7中描述的实施例的变型来实现本 发明的情况下，如果使用低频的后处理（块306)，则降低T值W补偿由其引入的延迟。
[0113] 然后，在块312中组合（相加）低带和高带，所获得的合成通过系数取决于频率fs 的2阶的50化高通滤波（IIR型）进行后处理（块313)，并且W与G. 718 (块314)相似的 方式输出后处理，可选地应用"噪声口"。
[0114] 根据图3的解码器的实施例的由块309示出的根据本发明的带扩展设备实现现在 参考图4描述的带扩展方法。
[0115] 该扩展设备也可W独立于解码器，并且可W实现在图4中描述的方法，W对存储 到或传送给该设备的现有音频信号执行带扩展，其中分析音频信号W从中提取激励和LPC 滤波器。
[0116] 作为输入，该设备在实现在时域中的情况下接收在被称为低带的第一频带中的激 励信号U(n)，或者在实现在频域中的情况下接收U化)，然后对其应用时频变换步骤。
[0117] 在应用在解码器中的情况下，该所接收的激励信号是经解码的信号。
[0118] 在独立于解码器的增强设备的情况下，通过分析音频信号来提取低带激励信号。
[0119] 在一个可能的实施例中，在激励的提取步骤之前对低带音频信号进行重采样，使 得通过根据低带信号（或者根据与低带相关联的LPC参数）估计出的线性预测从音频信号 提取的激励已经被重采样。在运种情况下的示例性实施例包含：取得W12. 8曲Z采样的低 带信号，对其存在描述当前帖的短期频谱包络的低带LPC滤波器；W16曲Z对其进行过采 样；W及通过由对LPC滤波器进行外插所获得的LPC预测滤波器对其进行滤波。另外的示 例性实施例包含：取得W12. 8曲Z采样的低带信号，对其没有LPC模型；W16曲Z对其进行 过采样；W16曲Z对该信号执行LPC分析；W及由通过该分析所获得的LPC预测滤波器对该 信号进行滤波。
[0120] 执行步骤E401，该步骤生成在高于第一频带的第二频带中的经扩展的经过过采样 的激励信号（UMt(n)或Uhm化)）。根据作为输入所获得的激励信号，该生成步骤可W包含重 采样步骤和扩展步骤两者，或者仅包含扩展步骤。
[0121] 稍后参考图5和图7来详细描述该步骤。
[0122] 该经扩展的经过过采样的激励信号被用于获得第二频带中的扩展信号OJwez化)）。 然后，该扩展信号由于扩展的激励信号的特征而具有适合于某些类型信号的信号模型。
[0123] 该扩展信号可W在经过过采样和扩展的激励信号与另外的信号（例如噪声信号） 的组合之后获得。
[0124] 运样，在一个实施例中，执行步骤E402,该步骤生成至少在第二频带中的噪声信号 (叫B(n)或UhbGO)。第二频带例如是范围从6000至IJ8000Hz的高频带。例如，该噪声可W通 过线性同余生成器W伪随机方式来生成。在本发明的变型中，将可能用其他方法取代该噪 声生成，例如，能够定义（诸如1运样的任意值的）恒定幅度的信号，并且将随机符号施加 于所生成的每个频率射线（化equency ray)。
[0125] 然后，在步骤E403中将经扩展的激励信号与噪声信号组合，W获得将可能被称为 对应于包括第一和第二频带的所有频带的扩展频带中的组合信号（Uhm(n)或Uw2化)）。运 样，运两种类型的信号的组合使得能够获得具有更适合于某些类型信号（诸如音乐信号） 的特征的组合信号。
[0126] 实际上，在某些情况下，在低带中解码或估计的激励信号包括更接近于音乐信号 的谐波而不是单独的噪声信号。因此，低频谐波（如果它们存在）可W置换到高频，使得它 们与噪声的混合使得能够确保在重构的高带中的一定级别的调和性或相关噪声级别或频 谱扁平性。
[0127] 与AMR-WB相比，根据该方法的带扩展增强运种类型的信号的质量。
[012引然后，在E404中，通过线性预测滤波器对组合（或扩展）信号进行滤波，线性预测 滤波器的系数得自通过对低带信号或其经过过采样的版本进行分析和提取所解码或获得 的低带滤波器（ACsn的系数。因此，根据本方法的带扩展通过首先扩展激励信号、然后通 过线性预测（LPC)应用合成滤波的步骤来执行；该方法利用如下事实：在低带中解码的LPC 激励是频谱相对扁平的信号，其避免在带扩展中的另外的经解码的信号的白化处理操作。 [0129] 有利地，该滤波器的系数例如可W根据在低带中的线性预测滤波器（LPC)的经解 码的参数来获得。如果W16曲Z采样的高带中所使用的LPC滤波器的形式是I/ ^(。'>)，其 中WA(E)是在低带中解码的滤波器，丫是加权因子，滤波器1/ ;苗玄/巧的频率响应对应于 在低带中解码的滤波器的频率响应的散布。在变型中，将可能将滤波器U 广展到更高 阶（诸如到块111中的6. 6化it/s)W避免运样的散布。
[0130] 优选地，但是可选地，可W执行在E405中的自适应带通滤波和/或在E406和E407 中的缩放的另外的步骤，W便一方面根据解码比特率来增强扩展信号的质量，另一方面确 保在子帖和组合信号帖之间保持与在低频带中的相同的能量比。
[0131] 运些步骤将在图5和7的实施例中更详细地解释。
[0132] 在第一实施例中，现在参考图5来描述带扩展设备。该设备实现先前参考图4所 描述的带扩展方法。
[0133] 运样，在该设备的输入处，接收通过分析而解码或估计出的低带激励信号（u(n))。 运里，带扩展使用在块302的输出处W12. 8曲Z(exc2或U(n))解码的激励。
[0134] 将注意到，在该实施例中，在范围从5至Ij 8曲Z并且因此而包括在第一频带 (0-6. 4曲Z)之上的第二频带化.4-8曲Z)的频带中执行经过过采样和扩展的激励的生成。
[0135] 运样，至少在第二频带之上，而且还在第一频带的一部分之上，执行扩展的激励信 号的生成。
[0136] 显然，定义运些频带的值可W根据应用本发明的解码器或处理设备而不同。
[0137] 对于该示例性实施例，通过时频变换模块500对该信号进行变换W获得激励信号 频谱UGO。
[0138] 在具体实施例中，变换对20ms的当前帖（256个样本）使用DCT-IV(即"离散余弦 变换"-IV型）（块500)，不使用窗口化（windowing)，其相当于根据W下公式直接变换U(n)， 其中n= 0,…，255 :
[0140] 其中，N= 256 并且k= 0,…，255。
[0141] 运里应当注意的是，不使用窗口化（或者，等效地，使用帖的长度的隐式矩形窗 口）的变换是可能的，因为处理在激励域而非信号域中执行，使得听不到伪像（块效应），其 构成本发明的该实施例的重要优点。
[0142] 在该实施例中，DCT-IV变换是通过FFT根据在D.M.Zhang、H.T.Li的文章"A LowComplexityTr曰nsform-EvolvedDET"（IEEE14thInternationalConferenceon ComputationalScienceandEngineering(C沈），2011 年 8 月