天线的馈入网络的输出端（端点L2、L1、C、R1、R2)能产生等差 的相位差，在可调式移相器11、12、13、14、的相位偏移是可掌控（已知）的情况下，可设定相 位延迟线路15a、15b、16、17各自具有适当的相位延迟，此相位延迟的调整是所属技术领域 普通技术人员能容易了解的，不再寶述。
[0032] 详细的说，由馈入点F起始，分成S个分支路径，分别传送射频信号（R巧至第一可 调式移相器11、相位延迟电路15a与移相器13,其中相位延迟线路15a是因应可调式移相 器11、13的设置而调整其延迟相位。此=个方向的输出信号分流可利用不等功率分配器实 现，将于后续说明。本实施例的可调式移相器11、12所输出射频信号的相位受控于直流电 压输入端CV2的压控电压（直流），而可调式移相器13、14所输出射频信号的相位受控于直 流电压输入端CVl的压控电压（直流）。另外，可调式移相器11与可调式移相器13之后 皆各自连接两个信号分流路径，在本实施例则使用威尔金森功率分配器（Wilkinson power divider)实现，其中相位延迟线路16、巧b、17是因应可调式移相器12、14的设置而调整其 延迟相位。
[0033] 在说明本实施例的压控波束扫描阵列天线的馈入网络之前，先说明其所使用的可 调式移相器。请参照图3,图3是本实用新型实施例提供的可调式移相器的线路示意图。 本实施例所使用的可调式移相器是利用下述参考文献的原理实现：化aled化Oder, Marc Le 民oy, AndrePerennec. An All-Pass Topology to Design a 0-360 Continuous Phase Shifter with Low Insertion Loss and Constant Differential Phase Shift. 44-th European Microwave Conference, European Microwave Week, Oct 2014,民ome, Italy. 卵.1-4, 2014, <10. 1109/EUMC. 2014〉. <ha^01071273〉。所述可调式移相器可称为变容负载 史基佛曼移相器（varactor-loaded Schiffman phase shifter)。所述可调式移相器包括 输入端21、输出端22、第一传输线23、第二传输线25、第一压控电容24、第二压控电容26、 第S压控电容27 W及直流电压输入端CV。输入端21、输出端22、第一传输线23与第二传 输线25是W微带线（Microstrip)实现。输入端21禪接第一个直流隔离电容Ca。输出端 22禪接第二个直流隔离电容Ca。第一传输线23具有第一端与第二端，第一传输线的第一 端经由第一个直流隔离电容Ca禪接输入端21，第一传输线23的第二端经由第一压控电容 24禪接接地G。第二传输线25具有第一端与第二端，第二传输线25的第一端经由第二个 直流隔离电容Ca禪接输出端22,第二传输线25的第二端经由第一压控电容24禪接接地G。 第二压控电容26禪接于第一传输线23的第一端与接地G之间。第=压控电容27禪接于 第二传输线25的第一端与接地G之间。直流电压输入端CV禪接于第一传输线23的第一 端，藉此直流电压输入端CV的压控电压馈入于第一传输线23的第一端。在一实施例中，第 一压控电容24、第二压控电容26与第=压控电容27是变容二极管（varactor diode)，但 本实用新型并不因此限定，变容二极管可W等效的组件替换。在本实施例中，所使用射频信 号（R巧的频率介于5GHz至6GHz之间。并且所使用的压控电压值是介于零伏特至20伏特 (0V-20V)之间，但本实用新型并不因此限定。另外，针对直流的压控电压而言，也设置了两 个电阻Ra,第一个电阻Ra是禪接于直流电压输入端CV与第一传输线23的第一端之间，第 二个电阻Ra的第一端禪接第二压控电容26与第=压控电容27,第二个电阻的第二端禪接 接地G。
[0034] 接着请同时参照图3与图4,图4是图3的可调式移相器的相位与射频信号的频率 的关系图。由图4可知，当压控电压的电压值改变时，可调式相移器的输出相位随之改变。 藉此，经由调整可调式相移器的压控电压值，可W调整压控波束扫描阵列天线的福射场型 的波束角度0。。在了解了可调式移相器的结构之后，接着进行说明本实施例的压控波束扫 描阵列天线的馈入网络。
[0035] 请同时参照图2与图5,图5是基于图2的架构实现的压控波束扫描阵列天线 的馈入网络的示意图，此压控波束扫描阵列天线的馈入网络包括不等功率分配器20、第 一可调式移相器2日、第一相位延迟单元4、第一威尔金森功率分配器（Wilkinson power divider) 3a、第二可调式移相器化、第二相位延迟单元5、第=可调式移相器2c、第二威尔 金森功率分配器3b、第四可调式移相器2d与第=相位延迟单元6。其中，第一相位延迟单 元4对应于图2的相位延迟线路15曰、15b，第二相位延迟单元5与第=相位延迟单元6分别 对应图2的相位延迟线路16、17。上述各个组件是设置于一微波基板上，如图6所示的平面 电路板的布局（layout)示意图，不等功率分配器20、第一相位延迟单元4、第二相位延迟单 元5与第=相位延迟单元6为微带线，但本实用新型并不因此限定。
[0036] 不等功率分配器20具有第一端201、第二端202、第=端203与第四端204。第一 端201是输入端，第二端202、第=端203与第四端204是输出端。第一端201输入射频信 号（RF)，第二端202、第S端203与第四端204输出射频信号，第二端202与第S端203的 输出功率相等，第四端204的输出功率小于第二端202与第=端203的输出功率，其中第四 端204经由第一相位延迟单元4与端点C禪接第=天线单元103。
[0037] 第一可调式移相器2a禪接不等功率分配器20的第二端202。第一威尔金森功率 分配器3a具有输入端、第一输出端与第二输出端，其输入端禪接第一可调式移相器2曰，其 第二输出端经由第二相位延迟单元5与端点Ll禪接第二天线单元102。第二可调式移相器 化禪接于第一威尔金森功率分配器3a的第一输出端与第一天线单元101之间（经由端点 L2)。第=可调式移相器2c禪接不等功率分配器20的第=端203。第二威尔金森功率分配 器3b具有输入端、第一输出端与第二输出端，其输入端禪接第立可调式移相器2c，其第一 输出端经由第=相位延迟单元6与端点Rl禪接第四天线单元104。第四可调式移相器2d 禪接于威尔金森功率分配器3b的第二输出端W及第五天线单元105之间（经由端点R2)。 其中，第一可调式移相器2曰、第二可调式移相器化、第=可调式移相器2c与第四可调式移 相器2d各自具有压控电压，其中第一可调式移相器2a与第二可调式移相器化的压控电压 (直流电压输入端CV2的电压）设定为相等，第S可调式移相器2c与第四可调式移相器2d 的压控电压（直流电压输入端CVl的电压）设定为相等。
[0038] 接着，依据图4的实施例所实测得到的端点Ll的相位与频率的关系图如图7所 示。实测的端点L2的相位与频率的关系图则如图8所示。由此显见本实施例的设计方案 是具体可行的。
[0039] 接着，请同时参照图5与图9,图9是本实用新型实施例提供的压控波束扫描阵列 天线其天线阵列的示意图。馈入网络的端点L2、L1、C、R1、R2各自都连接一个一维的天线阵 列狂轴方向），W作为天线单元。在图9的例子中，第一天线单元101、第二天线单元102、 第S天线单元103、第四天线单元104与第五天线单元105是平板天线阵列（patch antenna array)，尤其是操作频率介于5GHz和6GHz之间的平板天线阵列。
[0040] 接着，请参照图10、图11与图12,图10、图11与图12显示的是使用图5的馈入 网络与图9的天线而得到的实测结果的福射场型图。图10是操作频率为5. IGHz时，在 H-Plane的福射场型图。图11是操作频率为5. 5GHz时，在H-Plane的福射场型图。图12 是操作频率为5. 9GHz时，在H-Plane的福射场型图。由图10可W看出，操作频率为5. IGHz 时，当设定直流电压输入端CVl与直流电压输入端CV2的压控电压皆为5V时，波束角度0。 恰好为零度。当设定直流电压输入端CVl的压控电压大于与直流电压输入端CV2的压控 电压时，