能量转换系统的制作方法

本发明公开的实施方式涉及一种能量转换系统，尤其是适用于电动车的能量转换系统。

背景技术：

电动车的充电问题一直是阻碍电动车行业发展的主要因素，如何把电网中的电能高效、便捷地转换成电动车蓄电池中的化学能一直是电动车行业中亟待解决的问题。现有的能量转换系统的电路结构通常较为复杂、可靠性低，且占用空间大、生产成本低。另外，现有的能量转换系统在直流转换环节，还存在电能转换率低的问题。

因此，有必要提供一种适用于电动车的新的能量转换系统来解决至少一个上述技术问题。

技术实现要素：

本发明提供一种能量转换系统，用于耦合在电机和电池之间。所述能量转换系统包括供电组件和充电组件。所述供电组件用于在供电模式下，将所述电池中的能量传输给所述电机。所述供电组件包括三相逆变电路，其输入端与所述电池耦合，其输出端与所述电机耦合。所述三相逆变电路包括互相并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂。所述充电组件用于在充电模式下，与所述第一桥臂和所述第二桥臂组成充电电路，给所述电池充电。所述充电组件包括波形变换电路、变压模块和电感。所述波形变换电路包括互相并联的第四桥臂和第五桥臂，所述第四、第五桥臂的两端可用于与直流电压源耦合。所述变压模块的原侧的两端分别与所述第四、第五桥臂的中点耦合，其副侧的两端分别与所述第一、第二桥臂的中点耦合。所述电感串联于所述变 压模块原侧的一端及所述第四桥臂的中点之间。其中，每个桥臂包括两个串联的开关单元。

附图说明

通过结合附图对于本发明的实施方式进行描述，可以更好地理解本发明，在附图中：

图1为根据本发明一具体实施例的能量转换系统的电路示意图；

图2为根据本发明一具体实施例的能量转换系统的电路图；

图3为图2中所示的能量转换系统在充电模式下的等效电路图；及

图4为图3所示的等效电路图的工作模态波形图。

具体实施方式

以下将描述本发明的一个或者多个具体实施方式。首先要指出的是，在这些实施方式的具体描述过程中，为了进行简明扼要的描述，本说明书不可能对实际的实施方式的所有特征均作详尽的描述。应当可以理解的是，在任意一种实施方式的实际实施过程中，正如在任意一个工程项目或者设计项目的过程中，为了实现开发者的具体目标，或者为了满足系统相关的或者商业相关的限制，常常会做出各种各样的具体决策，而这也会从一种实施方式到另一种实施方式之间发生改变。此外，还可以理解的是，虽然这种开发过程中所作出的努力可能是复杂并且冗长的，然而对于与本发明公开的内容相关的本领域的普通技术人员而言，在本公开揭露的技术内容的基础上进行的一些设计，制造或者生产等变更只是常规的技术手段，不应当理解为本发明公开的内容不充分。

除非另作定义，在本说明书和权利要求书中使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属技术领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本说明书以及权利要求书中使用的“第一”或者“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“一个” 或者“一”等类似词语并不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“或者”包括所列举的项目中的任意一者或者全部。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现在“包括”或者“包含”前面的元件或者物件涵盖出现在“包括”或者“包含”后面列举的元件或者物件及其等同元件，并不排除其他元件或者物件。

本发明的具体实施方式涉及一种能量转换系统，可安装在电动车上。图1为根据本发明的一具体实施例的能量转换系统30的电路示意图。参见图1，能量转换系统30耦合于电机40和电池80之间。在供电模式下，能量转换系统30将电池80中的能量传输给所述电机40；在充电模式下，能量转换系统30用于给电池80充电。能量转换系统30包括供电组件20和充电组件10。

供电组件20耦合在电池80和电机40之间，用于在供电模式下将电池80中的能量转换并传输给电机40，以使电机40工作。供电组件20包括三相逆变电路，其输入端与电池80耦合，其输出端与所述电机40耦合，所述三相逆变电路包括互相并联的第一桥臂51、第二桥臂52和第三桥臂53。在供电模式下，三个桥臂51、52、55均工作，将来自电池80的直流电转换成可供电机40使用的三相交流电。

充电组件10耦合在电网和电池80之间，用于在充电模式下，将电网中的电能转换并传输给电池80，以使电池80充电。在充电模式下，充电组件10与第一桥臂51和第二桥臂52组成充电电路，给电池80充电。具体地，充电组件10的输出端131、132分别与三相逆变电路的任意两个桥臂的中点耦合，如：第一桥臂51和第二桥臂52的中点A和B，且另一个桥臂断开，如：第三桥臂53。此时，第一、第二桥臂51、52工作，第三桥臂53不工作，第一、第二桥臂51、52和充电组件10一起工作使电池80充电。

由以上描述可以看出，无论是在供电模式还是充电模式下，三相逆变电路的第一、第二桥臂51、52均工作，即：这两个桥臂既是供电电路的一部 分，也是充电电路的一部分，这种情况通常被称为“复用”。这样做能够简化充电组件10的电路结构、降低生产成本。现有技术中，一般选择通过对电机内部元件进行复用，这就需要电机具有对外开放的端口，以便让充电组件接入。然而，大多数电机不具有对外开放的端口，因而，现有技术中的这种复用方法不具有通用性。在本发明中的充电组件从三相逆变电路处接入，对电机无特殊限制，具有较好的通用性，且电路结构相比现有技术更简单，具有更高的可靠性。

在一些实施例中，能量转换系统30进一步包括第一切换开关S₁，耦合于供电组件20与充电组件10之间，用于打开或关闭能量转换系统30的充电模式。能量转换系统30进一步包括第二切换开关S₂和第三切换开关S₃，用于打开或关闭能量转换系统30的供电模式；其中，第二切换开关S₂耦合在供电组件20与电机40之间，第三切换开关S₃设置于三相逆变电路的不与充电组件10耦合的桥臂上，例如第三桥臂53。当能量转换系统30从供电模式切换为充电模式时，将S₂、S₃断开，将S₁闭合。当能量转换系统30从充电模式切换为供电模式时，将S₁断开，将S₂、S₃闭合。

参见图2，充电组件10包括波形变换电路12、变压模块13及电感Lr。波形变换电路12包括互相并联的第四桥臂54和第五桥臂55，所述第四、第五桥臂54、55的两端可用于与直流电压源耦合。变压模块13的原侧的两端分别与第四、第五桥臂54、55的中点C、D耦合，其副侧的两端131、132分别可用于与三相逆变电路的第一、第二桥臂51、52的中点A、B耦合。在一些实施例中，变压模块13的匝数比为n：1，其中，n为大于1的自然数，即：电压模块13的原侧电压大于副侧电压，这样，本发明所揭露的充电组件可用于对低压电池进行充电。电感Lr串联于变压模块12原侧的一端及第四桥臂54的中点之间。

三相逆变电路和波形变换电路12中的每个桥臂均包括两个串联的开关单元。三相逆变电路的第一桥臂51包括互相串联的第一、第二开关单元 K₁、K₂，第二桥臂52包括互相串联第三、第四开关单元K₃、K₄。波形变换电路12的第四桥臂54包括互相串联的第五、第六开关单元K₅、K₆，第五桥臂55包括互相串联的第七、第八开关单元K_7、K₈。每个开关单元包括互相并联的有源开关和二极管。在一些实施例中，有源开关为场效应管，且场效应管的漏极与二极管的负极连接，场效应管的源极与二极管的正极连接。

在一些实施例中，能量转换系统30进一步包括整流模块11，耦合在电网和波形变换电路12之间，用于将来自电网的交流电转换成直流电，输出给波形变换电路12。整流模块11包括输入端111、112和输出端113、114；输入端111、112与电网耦合，输出端113、114与第四、第五桥臂54、55的两端耦合。

在一些实施例中，能量转换系统30进一步包括一控制单元60，与每个开关单元耦合，用于向每个开关单元发送驱动信号来控制各个开关单元的通断，以便根据需要进行电能转换。

图3为图2所示的能量转换系统在充电模式下的等效电路图。参见图2和图3，所述等效电路包括八个开关单元K₁-K₈，每个开关单元除了包括场效应管Q和二极管D之外，还包括一个电容C与所述场效应管Q和所述二极管D并联，电容C₁-C₈为所述场效应管的等效电容。控制单元60用于给场效应管Q₁-Q₈的栅极提供驱动信号G₁-G₈，以按照一定规律控制各个场效应管的通断，从而达到转换直流电的目的。

所述八个开关单元的驱动信号均为频率相同、占空比为50％的方波；其中，占空比是指高电平信号在一个开关周期之内所占的时间比率。上述每个桥臂中的两个开关单元的驱动信号互补，即该两个开关单元不会同时开通，也不会同时关断，而是轮流交替地开通、关断。第一、第五开关单元的驱动信号G₁、G₅同步，第二、第六开关单元的驱动信号G₂、G₆同步，第四、第三开关单元的驱动信号G4、G3分别比第一、第二开关单元的驱动信号G1、G2滞后第一相位角θ₁，第八、第七开关单元的驱动信号G₈、G₇分别比第五、 第六开关单元的驱动信号G₅、G₆滞后第二相位角θ₂，第一相位角θ₁大于0且小于180度，第二相位角θ₂大于0且小于180度。可见，本发明揭露的控制方法中存在两个相位差，通过这种双重移相的方法能够使有源开关实现零电流开通、零电流关断或零电压开通，这样能够减小或消除有源开关开通、关断过程中电压、电流的重叠，从而大大降低开关损耗，进而提高能量转化率。这里提到的“零电流开通”是指有源开关在开通之后，有源开关上的电流不会发生突变，而是从零开始缓慢上升；“零电流关断”，有源开关在关断之前，有源开关上的电流先降至零；“零电压开通”是指有源开关在开通之前，其两端的电压先降为零。

在一些实施例中，充电模式下，充电电路工作在轻载的状态下，即：负载率大约为20～30％。这样能够消除或尽可能减小轻载状态下的开关损耗，从而提高电池的功率密度。

在一些实施例中，第一相位角θ₁与第二相位角θ₂满足如下关系式：其中，V_bat为电池80的两端电压，V_bus为波形变换电路12的输入电压，n为所述变压模块13的匝数比。

图4为图3所示的等效电路在上述驱动信号控制下的工作模态波形图。从图4可以看出，Q₁-Q₈的驱动信号为方波，这些方波的频率相同，且占空比均为50％。Q₁、Q₂的驱动信号G₁、G₂互补，当Q₁开通时，Q₂关断，当Q₂开通时，Q₁关断。同样地，Q₃、Q₄的驱动信号G₃、G₄互补，Q₅、Q₆的驱动信号G₅、G₆互补，Q₇、Q₈的驱动信号G₇、G₈互补。Q₁、Q₅的驱动信号G₁、G₅同步、Q₂和Q₆的驱动信号G₂、G₆同步。G₄比G₁滞后第一相位角θ₁，G₃比G₂滞后第一相位角θ₁。G₈比G₅滞后第二相位角θ₂，G₇比G₆滞后第二相位角θ₂。

下面将结合图3和图4对场效应管Q₁-Q₈的开通、关断方式做详细描述。参见图4，该等效电路的一个开关周期(t₀～t₆)内包括6个切换时刻t₀、t₁、t₂、t₃、t₄、t₅，图4中t₆时刻的切换方式与t₀时刻相同。这里所说的“开 关周期”是指每个开关单元完成一次开通和关断所需要的时间。

1)t₀时刻

在t₀时刻之前，Q₁、Q₃处于开通状态，Q₂、Q₄处于关断状态，Q₅、Q₇处于开通状态，Q₆、Q₈处于关断状态。

在t₀时刻，Q₃被关断，Q₄被开通，其他场效应管状态不变，其中，Q₃为零电流关断，Q₄为零电流开通。这是因为：在t₀时刻之前，根据场效应管Q₁-Q₈的上述开通或关断状态，可知：变压模块13的原侧电压V_EF、第四、第五桥臂54、55的中点C、D间的电压V_CD为零；由于Lr两端电压V_Lr＝V_EF-V_CD，所以V_Lr也为零，流过Lr的电流i_Lr为零，从而可知Q₃上的电流为零；当t₀时刻到来时，Q₃被关断，所以Q₃为零电流关断。在t₀时刻之前，Q₄处于关断状态，所以Q₄上的电流为零，Q₄开通之后，由于电感Lr的存在，使得Q₄上的电流无法产生突变，只能从零开始缓慢上升，因而Q₄为零电流开通。

在t₀到t₁时刻之间，Q₁、Q₄处于开通状态、Q₂、Q₃处于关断状态，Q₅、Q₇处于开通状态，Q₆、Q₈处于关断状态，所以V_EF为正、V_CD为零，因为V_Lr＝V_EF-V_CD＝V_EF-0＝V_EF，所以V_Lr也为正。因此，在t₀到t₁时刻之间，流过Lr的电流i_Lr从零开始线性增大至一最大值M。

2)t₁时刻

在t₀到t₁时刻之间，Q₁、Q₄处于开通状态、Q₂、Q₃处于关断状态，Q₅、Q₇处于开通状态，Q₆、Q₈处于关断状态。

在t₁时刻，Q₇被关断，Q₈被开通，其他场效应管状态不变，其中，Q₈为零电压开通。这是因为：在t₁时刻之前，由于Q₇导通、Q₈关断，所以D点电势较高，C₈在其两端电压差的作用下被充满电，当t₁时刻到来时，Q₇被关断，所以C₇开始充电，C₈开始放电，使得Q₈两端的电压逐渐减小至零左右，之后Q₈两端并联的二极管自然导通，将Q₈两端的电压钳在零位，Q₈在这样的条件下被开通，所以Q₈为零电压开通。

在t₁到t₂时刻之间，Q₁、Q₄处于开通状态、Q₂、Q₃处于关断状态， Q₅、Q₈处于开通状态，Q₆、Q₇处于关断状态，所以V_EF为正、V_CD为正，因为V_Lr＝V_EF-V_CD，且V_EF的幅值小于V_CD的幅值，所以V_Lr为负；因而，在t₁到t₂时刻之间i_Lr从M开始线性降低，且到t₂时刻i_Lr降低至零。这是由于第一相位角θ₁与第二相位角θ₂满足如下关系式：使得在t₀～t₁和t₁～t₂这两个时间段内，电感Lr的伏秒积相等，其推导过程如下。

在t₀～t₁时间段，|V_Lr|₁＝|V_EF|＝n*V_bat，Δt₁＝θ₂-θ₁

在t₁～t₂时间段，|V_Lr|₂＝|V_CD|-|V_EF|＝V_bus-n*V_bat，Δt₂＝180-θ₂

Δi_Lr1＝Δi_Lr2

|V_Lr|₁*Δt₁＝|V_Lr|₂*Δt₂

(n*V_bat)*(θ₂-θ₁)＝(V_bus-n*V_bat)*(180-θ₂)

n*V_bat(180-θ₁)＝V_bus(180-θ₂)

由上，在t₂时刻，i_Lr降低至零，相应地，Q₁、Q₅上的电流也为零，为零电流关断做好准备。

3)t₂时刻

在t₂时刻，Q₁被关断，Q₂被开通，Q₅被关断，Q₆被开通，其他场效应管状态不变。由上文描述可知，在t₂时刻，Q₁、Q₅上的电流为零，所以Q₁、Q₅为零电流关断。

在t₂到t₃时刻之间，Q₁、Q₃处于关断状态、Q₂、Q₄处于开通状态，Q₅、Q₇处于关断状态，Q₆、Q₈处于开通状态，所以V_EF、V_CD、V_Lr均为0，i_Lr继续保持在零，相应地，Q₂、Q₆上的电流也为零，所以Q₂、Q₆为零电流开通。此时，Q₄上的电流也为零，为零电流关断做好准备。

4)t₃时刻

在t₃时刻，Q₄被关断，Q₃被开通，其他场效应管状态不变。由上文可知，在t₂到t₃时刻之间，Q₄上的电流为零，因而，在t₃时刻，Q₄为零电流关断。Q₃被开通之后，变压模块13副边侧的电流由零开始反向增大，由于电感 Lr的存在，Q₃上的电流不会产生突变，而是从零开始缓慢升高，所以Q₃为零电流开通。

在t₃到t₄时刻之间，Q₁、Q₄处于关断状态，Q₂、Q₃处于开通状态，Q₅、Q₇处于关断状态，Q₆、Q₈处于开通状态，所以V_EF为负、V_CD为0、V_Lr为负，因此，i_Lr从零开始反向线性增大至M。

5)t₄时刻

在t₄时刻，Q₈被关断，Q₇被开通，其他场效应管状态不变；其中，Q₇为零电压开通。这是因为：在t₃到t₄时刻之间，Q₈导通、Q₇关断，所以C₇两端存在电压差，C₇在其两端电压差的作用下被充满电，当t₄时刻到来时，Q₈被关断，所以C₈开始充电，C₇开始放电，使得Q₇两端的电压逐渐减小至零左右，之后Q₇两端并联的二极管自然导通，将Q₇两端的电压钳在零位，Q₇在这样的条件下被开通，所以Q₇为零电压开通。

在t₄到t₅时刻之间，Q₁、Q₄处于关断状态，Q₂、Q₃处于开通状态，Q₅、Q₈处于关断状态，Q₆、Q₇处于开通状态，V_EF为负、V_CD为负、V_Lr为正，因此，i_Lr的幅值从M开始线性减小，由于第一相位角θ₁与第二相位角θ₂满足如下关系式：所以在t₅时刻，i_Lr的幅值减小至零，推导过程如上文，此处不再赘述。相应地，在t₅时刻，Q₂、Q₆上的电流也为零，为零电流关断做好准备。

6)t₅时刻

在t₅时刻，Q₂被关断，Q₁被开通，Q₆被关断，Q₅被开通，其他场效应管状态不变。由上文描述可知，在t₅时刻，Q₂、Q₆上的电流为零，所以Q₂、Q₆为零电流关断。

在t₅到t₆时刻之间，Q₂、Q₄处于关断状态，Q₁、Q₃处于开通状态，Q₆、Q₈处于关断状态，Q₅、Q₇处于开通状态，所以V_EF、V_CD、V_Lr均为0，i_Lr继续保持在零，因而，Q₁、Q₅上的电流也为零，所以Q₁、Q₅为零电流开通。

综上，各场效应管的开通及关断方式可汇总如下表1所示，其中，“ON”表示开通瞬间，“OFF”表示关断瞬间，“ZCS”表示零电流，“ZVS”表示零电压，“Hard”表示非零电压、零电流方式。

表1

从表1中可以看出，通过本发明揭露的控制方法，场效应管Q₁-Q₆均可实现零电流开通和零电流关断，Q₇和Q₈可实现零电压开通，从而能够大大降低开关损耗，提高能量转化率。

虽然结合特定的实施方式对本发明进行了说明，但本领域的技术人员可以理解，对本发明可以作出许多修改和变型。因此，要认识到，权利要求书的意图在于涵盖在本发明真正构思和范围内的所有这些修改和变型。