双桥DC/DC功率变换器的制作方法

本发明涉及一种基于美国专利第5,027,264号中公开的单相双向有源双桥dc/dc变换器拓扑的新高频dc/dc功率变换器操作。

背景技术：

在美国专利第5,027,264号中公开的dc/dc功率变换器的硬件拓扑如图1所示。如图所示，功率变换器包括：

-输入变换器100，适应于接收自dc电源的dc输入电压10，具有第一端子11和第二端子12并且包含由第一半桥和第二半桥组成的栅控全桥电路，第一半桥包括第一开关s1和第二开关s2，所述第一开关s1连接在第一端子11和介于第一开关s1和第二开关s2之间的公共端子13之间，并且第二开关s2连接在第二端子12和介于第一开关s1和第二开关s2之间的公共端子13之间；以及所述第二半桥包括第三开关s5和第四开关s6，所述第三开关s5连接在第一端子11和介于第三开关s5和第四开关s6之间的公共端子14之间，并且第四开关s6连接在第二端子12和介于第三开关s5和第四开关s6之间的公共端子14之间；

-变压器200，具有初级绕组210、次级绕组220和漏电感(l1，从初级绕组来看)，初级绕组210连接在介于第一开关s1和第二开关s2之间的公共端子13和介于第三开关s5和第四开关s6之间的公共端子14之间，用于接收输入变换器100的输出；

-输出变换器300，该输出变换器300连接至变压器200的次级绕组220，用于将次级绕组的ac电压变换成第三端子21和第四端子22之间的dc输出电压20；输出变换器300包括串联的第一电容器c3和第二电容器c4，所述第一电容器c3连接在第三端子21和介于第一电容器c3和第二电容器c4之间的公共端子15之间，并且所述第二电容器c4连接在第四端子22和介于第一电容器c3和第二电容器c4之间的所述公共端子15之间；并且包括栅控半桥电路，该栅控半桥电路由第五开关s3和第六开关s4组成，所述第五开关s3连接在第三端子21和介于第五开关s3和第六开关之间s4的公共端子16之间，并且所述第六开关s4连接在第四端子22和介于第五开关s3和第六开关s4之间的公共端子16之间；变压器220的次级绕组连接在介于第五开关s3和第六开关s4之间的公共端子16和介于第一电容器c3和第二电容器c4之间的公共端子15之间。

操作的基本原理包括利用50％占空比以全有或全无的方式控制开关。将dc电压vin提供给输入全桥，该输入全桥在变压器1：n的一次侧具有开关s1、s2、s5和s6。将变压器次级绕组的电压提供给输出半桥，输出板桥利用开关s3、s4传递dc输出电压vout。电容c3和c4构成电容分压器，从而vmid＝vout/2，其中，vmid为两个电容器c3和c4连接处的电压。

在全桥层，具有：

-50％时间，s1、s6导通，并且s2、s5截止：于是v1等于+vin；

-50％时间，s1、s6截止，并且打开s2、s5导通：于是v1等于-vin；

在半桥层，具有：

-50％时间，s3导通并且s4截止：于是v2等于+vout/2n；

-50％时间，s3截止并且打开s4导通：于是v2等于-vout/2n。

通过作用于全桥指令和半桥指令之间的相移来进行电源控制。在vin＝vout/2n的情况下，电压v1、v2和电流il1的时间变化在图2中进行了描述，其中，il1为变压器的漏电感电流和/或外部电感电流。

时间范围

在时间范围dt1中，v1和v2相等并且为正，并且电流il为正并且恒定。于是，传输功率为正：p＝v1xil。在时间范围dt2中，v1为负并且v2为正，因此降低了电流il。在这一时间范围中，传输平均功率为零。但是，电流不为空，因此导致了变换器的损失。在时间范围dt3中，v1和v2相等并且为负，因此，电流il为负并且恒定。于是，传输功率为正：p＝v1xil。在时间范围dt4中，v2为负并且v1为正，因此电流il增加。在这一时间范围中，传输平均功率为零。电流再一次不为空，因此导致了变换器的损失。

zvs操作条件

上述拓扑的优点在于：在导通设置过程中使用的开关具有损失，这种损失因zvs换向而非常弱(见图3)。但是，即使在这种情况下，仍需要最小电流来确保zvs换向。

在半桥层，i1必须为正并且大于+ihb_zvs_limit。同样，i3必须为负并且小于-ihb_zvs_limit。

在全桥层，i2必须为正并且大于+ifb_zvs_limi。同样，i4必须为负并且小于-ifb_zvs_limit。

为了获得zvs换向，电流不得改变其符号并且为最小，从而自然而然地断开开关。ihb_zvs_limit和ifb_zvs_limit为保证zvs换向的最低电流，并且取决于与开关并行的寄生电容和同一支路上的开关之间的“停滞时间”。

输入及输出电压对电流il形状的影响

假设nxvin>vout/2(图4)

在半桥层上的开关电流的绝对值小于在全桥层上的开关电流。

确保在半桥层上的zvs操作的条件为：

其中，l＝l1。n²，ihb_zvs_limit是从半桥侧来看，并且lm为从半桥侧看变压器的自身磁化。

假设nxvin<vout/2(图5)

在全桥层上的开关电流的绝对值小于在半桥层上的开关电流。

确保在全桥层上的zvs操作的条件为：

其中，l＝l1。n²和ifb_zvs_limit是从半桥侧来看。

总之，nxvin越与vout/2不同，则zvs操作区域将减少越多。

传输功率为：

功率与输入(vin)和输出(vout)电压成正比。功率与频率成反比。相移对输出功率的影响如图6所示。注意，以π的百分比表示。

操作区域和rms电流之间的对比

针对n.vin＝vout/2，有：

图7的曲线图对应于尺寸为利用27％π的相移来获得150％的过载功率的变换器。该曲线图得出：

1)变压器中的电流比输出电流增长更为快速。损失与i²成正比，因此，此类型的拓扑对大于25％π的相移无效。

2)在7％相移以下时，为了确保zvs操作，开关电流不再足够高。由此断定，在高频率时损失更大，以致于在某些情况下，可导致开关(例如mosfet)的破坏。在进行这种标注时，在低于标称功率(pn/2)一半以下时，这种拓扑几乎不稳定。此外，如上所述，当输入电压n.vin与vout/2不同时，将大大降低zvs。

综上所述，该拓扑为双向的并且表示弱环流并且在zvs模式操作开关时的操作范围。不幸的是，该操作范围相当有限，并且在使用变换器中存在输入电压范围大且过载容量达200％的实际问题。

预计有若干方法用于缓减变换器的上述限制：

a)使用可变电感。

这允许扩大zvs操作范围并且减小在大功率下的环流。但是，这并未解决问题的百分之一，并且可变电感带来了变换器的额外费用。

b)在全桥的两个开关支路之间改变相移。

针对诸如n.vin>vout的电压，这稍微扩大了zvs操作范围，但远不能解决问题的百分之一。

c)就小功率而言，改变不同支路的占空比。

已经存在各种操作模式(三角形、梯形等)。在一些情况下，可断开所有开关，并且必须设立低压(最小谷点)检测系统，从而保证了最低的换向损失。

该方法允许使用低功率变换器，并且降低了换向损失(并非总是完美的zvs)。pwm命令具有可变占空比，隔离命令复杂，并且产生关于固定占空比50％隔离命令的额外开销。

同样应当指出的是，固定占空比50％的命令容易利用负电压(-2v设置成断开，10v设置成导通)将mosfet设置成关闭。

发明目的

本发明目的在于提供一种当操作单相双桥dc/dc变换器拓扑如美国专利第5,027,264中公开的单相双桥dc/dc变换器时能够克服现有技术缺点的方案。

特别地，本发明旨在提供一种在宽输入电压范围内并且过载容量达约200％操作所述变换器的方法，其中，环流仍可接受并且针对所有操作范围，即便在零功率时开关操作仍处于zvs模式。

技术实现要素：

本发明涉及一种在宽输入电压范围内并且电源过载容量达200％时控制标称频率(fn)和标称功率(pn)的高频双桥dc/dc功率变换器的方法，所述dc/dc功率变换器的电路在美国专利第5,027,264a中进行了公开，并且包括：

-输入变换器，适应于接收自dc电源的dc输入电压，具有第一端子和第二端子并且包含由第一半桥和第二半桥组成的栅控全桥电路，第一半桥包括第一开关和第二开关，所述第一开关连接在第一端子和介于第一开关和第二开关之间的公共端子之间，并且第二开关连接在第二端子和介于第一开关和第二开关之间的公共端子之间，以及所述第二半桥包括第三开关和第四开关，所述第三开关连接在第一端子和介于第三开关和第四开关之间的公共端子之间，并且第四开关连接在第二端子和介于第三开关和第四开关之间的公共端子之间；

-变压器，该变压器具有初级绕组、次级绕组和漏电感，初级绕组连接在介于第一开关和第二开关之间的公共端子和介于第三开关和第四开关之间的公共端子之间，以接收输入变换器的输出；

-输出变换器，连接至变压器的次级绕组，用于将次级绕组的ac电压变换成第三端子和第四端子之间的dc输出电压，输出变换器包括串联的第一电容器和第二电容器，所述第一电容器连接在第三端子和介于第一电容器和第二电容器之间的公共端子之间，并且所述第二电容器连接在第四端子和介于第一电容器和第二电容器之间的所述公共端子之间；并且包括栅控半桥电路，该栅控半桥电路由第五开关和第六开关组成，所述第五开关连接在第三端子和介于第五开关和第六开关之间的公共端子之间，并且所述第六开关连接在第四端子和介于第五开关和第六开关之间的公共端子之间；变压器的次级绕组连接在介于第五开关和第六开关之间的公共端子和介于第一电容器和第二电容器之间的公共端子之间；

-控制装置，分别连接至输入变换器开关的栅极和输出变换器开关的栅极，用于控制在所谓的零电压切换模式中的输入变换器开关的切换，从而在输入变换器的输出端以所选频率将dc电源电压转换成ac输出电压，并且控制在所谓的零电压切换模式中的输出变换器开关的切换，从而在输出变换器的输入端以所选频率将ac输入电压变换成输出变换器的输出端的dc电压；控制输入变换器和输出变换器开关的切换来提供变压器初级绕组和次级绕组电压之间的相移；

-所述方法包括在达到π弧度值范围内改变所述全桥所传递的电压和所述半桥所传递的电压之间的第一相移的步骤。

本发明的方法的特征在于在所有实施例中，同时改变操作频率和所述第一相移，以在操作过程中将dc/dc变换器的开关损失降到最小。

根据优选实施例，本发明的方法进一步包括下面特征中的一个或适当组合：

-在分别由构成全桥的两个半桥或支路所传递电压之间产生第二相移，从而修改全桥所传递的电压和半桥所传递的电压之间的第一相移；

-朝着变换器的lc谐振频率降低操作频率；

-操作频率被增加到标称频率的4倍；

-改变操作频率f使得f0/f<0.75，f0为变换器的谐振频率；

-在变换器空载运行时，第二相移或全桥中的相移达到165％π；

-当第一相移或半桥和全桥之间的相移超过35％时，通过以下算法来规定第二相移或全桥中的相移

若则否则，

附图说明

图1示意性示出了在输入侧具有全桥和在输出侧具有半桥的双向双桥有源dc/dc变换器。

图2示出了一次和二次电压以及一次电流的等效电路和时间变化。

图3示出了开关操作尤其是与zvs模式相关的电流。

图4示出了在nxvin>vout/2的情形下输入及输出电压对电流形状的影响。

图5示出了在nxvin<vout/2的情形下输入及输出电压对电流形状的影响。

图6示出了在范围(-π，+π)内输出功率随相移角度的变化。

图7示出了相移对输出功率和变压器rms电流的影响。

图8示出了利用变压器电流降低和频率增加的本发明的zvs操作模式。

图9分别示出了全桥两支路之间以及半桥和全桥之间相移的定义。

图10示出了因额外相移导致的空载电流的削波。

图11示出了根据比例f0/f并且针对不同相移角度的谐振对输出功率的影响。

图12示出了谐振操作对变压器电流形状的有益影响。

图13示出了根据变换器输出功率的频率和相移变化的实例。

图14示出了根据输出功率在标称电压(例如，50vin/400vout)的变换器效率。

图15示出了当变换器用于模式整流器时根据输出功率的频率和相移变化的实例。

具体实施方式

为了缓减上述变换器局限性，下面提供使用功率变换器的新方法。

本发明的基本思想绝不是“非zvs”区域。通过获取100％π的相移来执行功率调节。但是，在此操作点，变压器和开关内的电流正常比在标称功率(图7)下的电流大4.8倍。因此，i²损失太大。

有三种技术允许减少相移增加情况下的电流：

1)使频率和相移同时增加，以此保持在zvs区域的极限。

图8描述了专注于在频率增加的同时变压器中电流减小的这类操作模式。在点1，变换器以最大功率和标称频率运行。在恒定功率下减少相移使功率减少至操作限制zvs(点2)。当相移再次增加的同时频率增加，于是允许输出功率再次降低至点3。需要指出的是，从点2至点3的移动是zvs区域极限上的操作模式。恒定频率下相移的增加允许满足点4，该点4表示零功率下的操作模式。因此，频率增加4倍允许变压器和开关中的电流同样减少为原来的1/4(点a->点b)。

2)在全桥的两个开关支路之间改变相移。

仿真表明，在低功率变换器的操作模式中，从图8的点3添加此相移额外降低了变压器和开关中的电流。下面为当半桥的相移超过35％时针对全桥相移的简单的经验算法：

若则

否则，

图9示出了当改变全桥不同支路之间的相移时，在此考虑的各种相移的定义。为全桥第一支路(v_fb1)和第二支路(vfb_2)各自的方波电压之间的相移。鉴于此，采用了信号的上升沿。为差分电压v_fb1-v_fb2之间的相移，该差分电压也是变压器(v1)初级绕组的电压和半桥电压v_hb。将相关差分电压的传统参考点(阶跃方波信号)作为该信号基本(正弦)频率的原点。在全桥相移为100％之前，针对变换器的空载运行模式，可利用上述算法增加至165％。这涉及变换器中的空载循环电流减小为原来的～1/1.38。图10示出了因此额外相移来如何对空载电流削波(箭头示出了电流切换的减少)。换向电流将大大降低(～/12)，并且电流的形状更像正弦，从而降低了磁损失。在全桥支路之间引入相移将使系统中的功率传递更佳。

3)设置变换器大小以接近电路(l、c3、c4)的谐振频率。

从点3至点2，变换器的频率降低，因此可通过适当设置电容器c3、c4的大小来接近谐振频率(fn>f0)。上述在(等式3)给出的功率表达式因过于近似而不再正确。应该会考虑谐振频率f0：

其中，δ＝π/2xf0/f，并且c＝c3+c4。

与(等式3，即未考虑谐振的功率表达式)相比，注意到了有一个因子保持不变：

为了估计比例f0/f对功率的影响，图11的曲线图示出了等式6和等式3之间的功率比例r的演变：

特别地，图11示出了根据比例f0/f谐振对输出功率的影响：

-当变换器频率远大于谐振频率时，不存在功率的倍增效应并且利用r＝1回到(等式3)。

-当变换器频率接近谐振频率时，在f＝f0对功率的倍增效应是渐进的。

在图上，同样看出在此比例相移的影响弱。

在根据本发明的变换器的概念中，为了不过分强调谐振电容器c3、c4，实际上有利的是不超过比例f0/f＝0.75。然而，这允许功率乘以因子～2.2。因此，为了使最大模块功率保持与原始的相同，必须串联自身增加～2.2倍。电感值的增加有益于低功率和空载运行(在点3和4@4fn操作)。因此，在变压器和开关中的rms电流将削弱为原料的1/2.2(谐振效果可以忽略@4fn)。

在此拓扑中使用谐振的其他有益效果在于(见图12)：

-降低了换向电流致使开关打开时损失更小；

-电流更偏向于正弦，因此高频率下谐波更小，从而磁性元件的铜损失更小；

-环流和有效电流之间的比例更低。

总之，当本领域技术人员基于磁性元件和开关中的换向电流太高(～4.8in)的理由强烈阻止通过所讨论的变换器拓扑中的“π相移”来取消电源时，发明人已经描述了降低这些空载和低功率环流的以下条件：

-将频率增加4倍(或更大，根据特定设计)引起空载环流减小为原来的1/4；

-作用于全桥的相移：达165％(或稍微更大，根据特定设计)引起空载环流减小为原来的1/1.38；

-利用谐振效应，在增加给定电感的输出功率时，谐振效应允许串联电感的值增加2.2倍，导致空载环流减小为原来的1/2.2；

空载时，环流为约4.8xin/(4x1.38x2.2)＝0.4in。根据i²损失，这表示了标称功率仅需16％的损失。

然而，原型模式表明实际损失大约为标称功率下损失的30％左右。在频率增加4倍的过程中，这一差异本质上导致了铜损失和换向的增加。

针对所需功率，必须计算出最佳频率和相移，以便利用最小换向电流来运行，从而确保zvs换向。因此，能够确保在开关导通设置时是零损失并且在开关截止设置时是最低损失。

在特定测试过的变换器的情况下，谐振频率为约56khz。这就决定了将频率限制在75khz和350khz之间。图13示出了根据变换器功率的频率和相移的一个实例。

未考虑控制消耗的前提下，在标称电压并且根据输出功率给出本发明变换器的良品率(图14)。在900w和1600w之间的良品率达98％。

因此，虽然模式整流器中的运行与ac/dc整流器的行为相似，但是半桥相移却在π和2π之间变化。图15示出了根据功率的参数变化。

本领域技术人员应当理解，本发明的范围可基于单相双向有源双桥dc/dc变换器拓扑应用或推广到高频dc/dc功率变换器操作，其中，输入和输出变换器均为全桥变换器。在这种情形下，图1的电容器c3和c4将被额外的开关(可命名例如s7和s8)替代。在这种情形下，c2可作为谐振电容器。

本领域技术人员应当理解，本发明的范围可基于单相双向有源双桥dc/dc变换器拓扑应用或推广到高频dc/dc功率变换器操作，其中，输入和输出变换器均为全桥变换器。在这种情形下，图1的电容器c5和c6将被额外的电容器(可命名例如c5和c6)替代。