本发明涉及电力电子变换器的技术领域,尤其是指一种基于准z源桥式结构输出容量可控的高增益直流电压变换器。
背景技术:
随着工业生产的快速发展,大功率、高增益的变换器在需要电能变换的场合发挥着越来越重要的作用。近些年来提出的z源变换器实现了低占空比时获得较大的输出电压。然而,在负载功率较大的情况下,在设计传统的z源变换器时需要选择容值较大的电容,且开关管和二极管的电流应力大,限制了z源变换器在大功率场合的应用。
技术实现要素:
本发明的目的在于克服现有技术的不足与缺点,提供了一种基于准z源桥式结构输出容量可控的高增益直流电压变换器,适用于需要大功率和高增益的电力电子电路。
为实现上述目的,本发明所提供的技术方案为:一种输出容量可控的高增益直流电压变换器,包括电压源、第一开关管、第二开关管、第一准z源模块、第二准z源模块、输出模块,所述第一准z源模块由第一电容、第二电容、第一电感、第二电感和第一二极管组成,所述第二准z源模块由第三电容、第四电容、第三电感、第四电感和第二二极管组成,所述输出模块由第三二极管、第五电容和负载组成;所述电压源的正极分别与第一电容的负极、第二电感的一端和第二开关管的漏极连接,该电压源的负极分别与第一开关管的源极、第三电感的另一端和第四电容的正极连接;所述第一电容的正极分别与第一电感的一端和第一二极管的阴极连接;所述第二电感的另一端分别与第二电容的负极和第一二极管的阳极连接;所述第一电感的另一端分别与第二电容的正极、第一开关管的漏极和第三二极管的阳极连接;所述第三二极管的阴极分别与第五电容的正极和负载的一端连接;所述第五电容的负极分别与负载的另一端、第二开关管的源极、第三电容的负极和第四电感的一端连接;所述第三电容的正极分别与第三电感的一端和第二二极管的阴极连接;所述第四电感的另一端分别与第二二极管的阳极和第四电容的负极连接。
本发明与现有技术相比,具有如下优点与有益效果:
本发明采用两组准z源模块,具有较高的输出电压增益,降低了二极管和开关管的电流应力,提高了功率容量,且准z源模块的电容应力低,电路不存在启动冲击问题。
附图说明
图1是本发明所述高增益直流电压变换器的电路原理图。
图2a、图2b分别是本发明所述高增益直流电压变换器在第一开关管s1和第二开关管s2导通和关断中两个主要阶段的等效电路图,图中实线表示变换器中有电流流过的部分,虚线表示变换器中无电流流过的部分。
图3是本发明电路的仿真主要工作波形图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。
参见图1所示,本实施例所提供的高增益直流电压变换器,包括电压源vi、第一开关管s1、第二开关管s2、第一准z源模块、第二准z源模块、输出模块,所述第一准z源模块由第一电容c1、第二电容c2、第一电感l1、第二电感l2和第一二极管d1组成,所述第二准z源模块由第三电容c3、第四电容c4、第三电感l3、第四电感l4和第二二极管d2组成,所述输出模块由第三二极管d3、第五电容c5和负载r组成;电压源vi的正极分别与第一电容c1的负极、第二电感l2的一端和第二开关管s2的漏极连接,该电压源vi的负极分别与第一开关管s1的源极、第三电感l3的另一端和第四电容c4的正极连接;第一电容c1的正极分别与第一电感l1的一端和第一二极管d1的阴极连接;第二电感l2的另一端分别与第二电容c2的负极和第一二极管d1的阳极连接;第一电感l1的另一端分别与第二电容c2的正极、第一开关管s1的漏极和第三二极管d3的阳极连接;第三二极管d3的阴极分别与第五电容c5的正极和负载r的一端连接;第五电容c5的负极分别与负载r的另一端、第二开关管s2的源极、第三电容c3的负极和第四电感l4的一端连接;第三电容c3的正极分别与第三电感l3的一端和第二二极管d2的阴极连接;第四电感l4的另一端分别与第二二极管d2的阳极和第四电容c4的负极连接。
此外,上述的高增益直流电压变换器的输入端可以串联或者并联滤波电路用来改善电路的特性。
第一开关管s1和第二开关管s2导通时,电压源vi和第一电容c1对第一电感l1充电;电压源vi和第二电容c2对第二电感l2充电;电压源vi和第三电容c3对第三电感l3充电;电压源vi和第四电容c4对第四电感l4充电;第五电容c5为负载r供电。第一开关管s1和第二开关管s2关断时,第一电感l1通过第一二极管d1对第二电容c2充电;第二电感l2通过第一二极管d1对第一电容c1充电;第三电感l3通过第二二极管d2对第四电容c4充电;第四电感l4通过第二二极管d2对第三电容c3充电;电压源vi、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4通过第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3对第五电容c5充电,同时给负载r供电。本发明提高了z源变换器的功率容量,具有较高的电压增益。
参见图2a、图2b所示,给出了第一开关管s1和第二开关管s2导通和关断中两个主要阶段的等效电路图。结合图2a、图2b,本实施例上述的高增益直流电压变换器的工作过程如下:
阶段1,如图2a:第一开关管s1和第二开关管s2导通,此时第一二极管d1和第二二极管d2关断;电路中形成5个回路,分别是:电压源vi和第一电容c1对第一电感l1充电;电压源vi和第二电容c2对第二电感l2充电;电压源vi和第三电容c3对第三电感l3充电;电压源vi和第四电容c4对第四电感l4充电;第五电容c5为负载r供电。
阶段2,如图2b:第一开关管s1和第二开关管s2关断,此时第一二极管d1和第二二极管d2导通;电路中形成5个回路,分别是:第一电感l1通过第一二极管d1对第二电容c2充电;第二电感l2通过第一二极管d1对第一电容c1充电;第三电感l3通过第二二极管d2对第四电容c4充电;第四电感l4通过第二二极管d2对第三电容c3充电;电压源vi、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4通过第一二极管d1、第二二极管d2和第三二极管d3对第五电容c5充电,同时给负载r供电。
综上情况,一个开关周期内,设开关管占空比为d,设第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4的电压分别为vl1、vl2、vl3、vl4、vc1、vc2、vc3、vc4,设输出电压为vo,得出以下电压增益的推导过程。
第一开关管s1和第二开关管s2导通期间,对应阶段1所述的工作情形,因此有如下公式:
vl1=vc1+vi(1)
vl2=vc2+vi(2)
vl3=vc3+vi(3)
vl4=vc4+vi(4)
第一开关管s1和第二开关管s2关断期间,对应阶段2所述的工作情形,因此有如下公式:
vl1=-vc2(5)
vl2=-vc1(6)
vl3=-vc4(7)
vl4=-vc3(8)
vo=vc1+vc2+vc3+vc4+vi(9)
由以上分析,根据电感的伏秒特性,有,
对于第一电感l1:
(vc1+vi)d+(-vc2)(1-d)=0(10)
对于第二电感l2:
(vc2+vi)d+(-vc1)(1-d)=0(11)
对于第三电感l3:
(vc3+vi)d+(-vc4)(1-d)=0(12)
对于第四电感l4:
(vc4+vi)d+(-vc3)(1-d)=0(13)
联立式子(9)-(13),可得到该电路的输出电压表达式为:
在一个开关周期中,设周期为t,四个电感电流的平均值均相等,设为第一开关管s1和第二开关管s2导通时,设电源vi的耗能为wion,则有:
第一开关管s1和第二开关管s2断开时,设电源vi的耗能为wioff,第一电容c1的电流为ic1,则根据第一电容c1的安秒平衡,有以下公式:
一个开关周期内,设电源的输入功率为pi,负载的输出功率为po,电路的效率为η,则有:
联立式子(15)-(18),可得到电感电流的平均值为:
第一开关管s1和第二开关管s2导通时,若不考虑电流纹波影响,则两个开关管的电流应力均为:
由式子(14)可知,本发明所述的一种基于准z源桥式结构输出容量可控的高增益直流电压变换器的电压增益为而传统的z源变换器和准z源变换器的电压增益为故本发明在占空比d小于0.5的情况下,能实现较大的电压增益。同时,由式子(20)可知,本发明的开关管的电流应力为而传统的z源变换器和准z源变换器的开关管的电流应力为故在相同的输出功率和效率的条件下,本发明能有效减低开关管的电流应力。
设开关管的最大允许电流应力为isw-max,由式子(20)可得,本发明的功率容量为:
而传统的z源和准z源变换器的功率容量为:
由式子(21)和式子(22)可知,在输入电压vi相同,效率η相同,开关管具有相同的电流应力上限isw-max时,尤其是当占空比d接近0.5时,本发明的功率容量约为传统z源变换器的两倍。
在电压源vi=1v,占空比d=0.4,输出功率po=8.1w的情况下,由式子(14)、(19)和(20)得到的输出电压的理论分析结果为vo=9v,电感电流的平均值的理论分析结果为开关管的电流应力的理论分析结果为9a。图3所示对应参数下的仿真波形,可以看出输出电压的仿真结果也接近9v,电感电流的平均值的仿真结果也接近4.5a,开关管的电流应力的仿真结果接近9a,从而有效验证了理论分析的正确性。在占空比d=0.4的情况下,本发明之变换器的电压增益为9,而传统z源变换器的增益为5。可见,本发明能够提高输出电压,扩大功率容量,同时能够有效的降低电容应力,且电路不存在启动冲击问题,具有较高的应用价值。
以上所述实施例只为本发明之较佳实施例,并非以此限制本发明的实施范围,故凡依本发明之形状、原理所作的变化,均应涵盖在本发明的保护范围内。