一种开关电源电路及其开关电源的制作方法

文档编号:14478056
研发日期:2018/5/19

本实用新型涉及功率电子学领域,更具体地说,涉及一种开关电源电路及其开关电源。



背景技术:

为了提升电力电子设备的能源效率,具有较低功率损耗的功率半导体器件技术是关键所在。在半导体器件中,功率损耗的降低可以改善系统效率,并带来直接的能源节省。作为传统电力电子变换的开关器件,Si IGBT已难以满足需求,而新型半导体器件碳化硅MOSFET和氮化镓HEMT功率开关管具有更好的性能,被普遍认为是新一代的功率器件。碳化硅MOSFET和氮化镓HEMT功率开关管工作频率高且耐高温能力强,同时又具有通态电阻低和开关损耗小等特点,是高频高压场合功率密度提高和效率提高的应用趋势。总之,从整体上来看,开关器件或开关电路的频率升高是一种趋势。但是,在现有技术中,由于器件本身的限制以及普遍采用EI型磁芯的高频变压器,导致变压器本身的体积以及其输入电容较大,从而使得开关频率的提高以及电源本身的功率密度的提供都受到一定的限制。



技术实现要素:

本实用新型要解决的技术问题在于,针对现有技术的上述电路开关频率较低、变压器输入电容较大的缺陷,提供一种电路开关频率较高、变压器输入电容较小的一种开关电源电路及其开关电源。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是:构造一种开关电源电路,包括用于将输入的直流波形转换为交流波形开关电路和将所述开关电路输出的交流波形耦合传输到其次级的变压器;所述开关电路包括第一开关管和第二开关管,所述第一开关管和第二开关管的控制端连接在所述开关控制信号的输出端,接受所述开关控制信号;所述第一开关管的一个开关端连接在直流输入端,并通过串接的第一电容和第二电容接地;所述第一开关管的另一个开关端与所述第二开关管的一个开关端连接,所述第二开关管的另一个开关端接地;所述第一电容和第二电容的连接点通过所述变压器初级和第三电容连接在所述第一开关管的另一个开关端上;所述变压器次级与所述开关电源的输出部分连接;所述变压器由磁环和导线绕制而成。

更进一步地,所述第一开关管和第二开关管包括碳化硅MOSFET或氮化镓FET功率开关管。

更进一步地,所述第一开关管的一个开关端是该开关管的漏极,其另一个开关端是该开关管的源极;所述第二开关管的开关端是该开关管的漏极,其另一个开关端是该开关管的源极;所述第一开关管和第二开关管的控制极是其栅极。

更进一步地,所述磁环为高磁导率低损耗磁环,所述开关电源的开关控制信号的频率在150kHz到300kHz之间。

更进一步地,所述变压器的初级绕组和次级绕组的匝数小于10。

更进一步地,所述变压器的初级绕组和次级绕组的匝数比为3:4。

更进一步地,所述第一开关管和第二开关管的控制端连接的控制信号相同或所述第一开关管和第二开关管的控制端分别连接相互之间具有设定相差的控制信号。

更进一步地,还包括分别连接在控制信号输出端和所述第一开关管控制端以及第二开关管控制端之间的第一移相电路和第二移相电路,两个移相电路之间的移相值不相同;所述移相电路为RC串联电路,其电阻值和电容值决定其移相值。

本实用新型还涉及一种开关电源,所述开关电源采用上述任意一项中的开关电源电路。

实施本实用新型的一种开关电源电路及其开关电源,具有以下有益效果:由于采用磁环与导线绕制的变压器,使得该变压器的输入电容较小,加上隔直电容的配合,使得采用这样的结构的电源电路的开关频率可以基本不受变压器输入电容的影响,从而使得其开关频率可以得到较大的提高。同时,也使得适用的开关器件的范围较大,可以使用诸如碳化硅MOSFET或氮化镓FET功率开关管之类的器件。因此,其电路开关频率较高、变压器输入电容较小。

附图说明

图1是本实用新型一种开关电源电路及其开关电源实施例中开关电源电路的结构示意图;

图2是所述实施例中另一种情况下的开关电源电路的结构示意图;

图3是所述实施例中变压器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合附图对本实用新型实施例作进一步说明。

如图1所示,在本实用新型的一种开关电源电路及其开关电源实施例中,该开关电源电路,包括用于将输入的直流波形(即图1中的INPUT)转换为交流波形的开关电路(即图1中的开关拓扑部分)和将所述开关电路输出的交流波形耦合传输到其次级的变压器T1;所述开关电路包括第一开关管Q1和第二开关管Q2,所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制端连接在所述开关控制信号的输出端(即图1中的PWM信号输入端),接受所述开关控制信号;所述第一开关管Q1的一个开关端连接在直流输入端,并通过串接的第一电容C1和第二电容C2接地(即在上述第一开关管Q1的一个开关端和地之间,连接有串联的第一电容C1和第二电容C2);所述第一开关管Q1的另一个开关端与所述第二开关管Q2的一个开关端连接,所述第二开关管Q2的另一个开关端接地;所述第一电容C1和第二电容C2的连接点通过所述变压器T1的初级和第三电容C3连接在所述第一开关管Q1的另一个开关端上;所述变压器T1次级与所述开关电源的输出部分(即图1中的OUTPUT部分)连接;所述变压器T1由磁环和导线绕制而成(变压器T1的结构请参见图3)。在本实施例中,上述变压器T1有别于传统的电源变压器,并不是使用绕制了非常多匝数线圈的骨架和磁芯(例如EI形的磁芯)组合而成,而是使用磁环,利用导线绕制非常少的匝数,就可以实现所述半桥拓扑结构电源的工作,如图3所示,在磁环上可以看到线圈的匝数非常少,(例如3:4),制作简单,变压器初次级等效电容非常低,如在本实施例中变压器T1的初次级等效电容小于2.5pF,并且初次的隔离效果会更好,例如由原来的变压器隔离电压为4千伏提升到了6千伏,适于更广泛的应用。更具体而言,在本实施例中,所述磁环为高磁导率低损耗磁环,所述开关电源电路的开关控制信号的频率在150kHz到300kHz之间。一般来讲,上述变压器T1的初级绕组和次级绕组的匝数小于10,例如,图3中变压器T1的初级绕组和次级绕组的匝数比为3:4,分别利用导线在磁芯的不同位置(一般是相对的位置)上分别绕制3圈和4圈。这样的匝数比设置能够保证次级感应的电压不会太低,能够满足次级的需求。

在本实施例中,虽然上述第一开关管Q1和第二开关管Q2可以是现有的任何功率开关管,但是,优先地,上述第一开关管Q1和第二开关管Q2是碳化硅MOSFET或氮化镓FET功率开关管(即HEMT)。这两种新型器件使用在本实施例的电路中时,器件和电路的优势均得到较好的利用,因此其性能较使用通常的硅MOS管有较大的提高。例如,上述变压器T1的结构使得其输入电阻较小,进而使得开关频率可以得到较大的提高,从而适合上述两种新型器件的应用要求,使得整个电路在性能上和稳定性上得到较大的改善。

在本实施例中,所述第一开关管Q1的一个开关端是该开关管的漏极,其另一个开关端是该开关管的源极;所述第二开关管Q2的开关端是该开关管的漏极,其另一个开关端是该开关管的源极;所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制极是其栅极。以本实施例中图1的情况为例,在图1中,整个电路包括Input、开关拓扑、变压器T1、PWM信号输入和Output等几部分,其中,Input作为DC电压输入,为所述开关拓扑提供电压,Input的正端与第一功率开关管Q1的漏极和第一电容C1的正端相连,Input的负端接地;开关拓扑由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第一电容C1和第二电容C2组成,所述第一功率开关管Q1的漏极与Input正端相连,并与第一电容C1的正端相连,第一功率开关管Q1的源极与第二功率开关管Q2的漏极相连,形成第一节点;第二功率开关管Q2的源极接地,第一电容C1的负端与第二电容C2的正端相连,形成第二节点;第二电容C2的负端接地;第三电容C3是隔直电容,具有双端连接的电容,由于电路中交流、直流工作状态不一样,彼此之间的状态不能互相影响,同时也要求交流信号能够从前级电路顺利传递到后级电路,隔直电容阻断前后两级电路的直流通路,同时连通交流电路。变压器T1作为将电压从初级传到次级的模块,需要具有很好的磁隔离和较小的输入电容,所述变压器T1由磁环和导线绕制而成,具有初级绕组侧和次级绕组侧;所述变压器T1的初级绕组次一端与所述第二节点相连,另一端通过连接上述隔直电容(即第三电容C3,该电容也可以被认为是开关拓扑中的一部分)后与所述第一节点相连;变压器T1的次级绕组侧连接滤波电路后与Output相连,Output,为所述上述开关电源电路的电压输出部分,通常包括整流、稳压、滤波等等功能模块。图1中的PWM信号输入为上述第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2提供开关控制信号,使其按照该控制信号进行接通和关断。在图1中,第一功率开关Q1管选用P型场效应管,第二功率开关管Q2选用N型场效应管。

在本实施例中,一种情况下,由于上述第一开关管Q1和第二开关管Q2的类型不同,所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制端连接的控制信号相同,这样也可以实现两个开关管轮流导通;而另一种情况下,当两个开关管的类型相同时,为了保证两个开关管轮流导通,需要为所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的控制端分别连接相互之间具有设定相差的控制信号。

如图2所示,为了实现对同一个控制信号进行处理而得到两个不同的相差的控制信号,在本实施例中,上述电路还包括分别连接在控制信号输出端和所述第一开关管Q1控制端以及第二开关管其控制端之间的第一移相电路(图2中的电阻R1和电容C4)和第二移相电路(图2中的电阻R2和电容C5),两个移相电路之间的移相值不相同,即一个信号分别通过上述两个移相电路后,得到两个具有不同相位的控制信号;其中,上述移相电路为RC串联电路,其电阻值和电容值决定其移相值。

在本实施例中,如前所述,上述变压器T1中绕制在磁环上的匝数非常少,根据以下公式:

其中,L是变压器的电感量;

U0是磁性常数,U0=4*π*10-7

Ae是磁环的有效横截面积;

Le是磁环的有效磁路长度;

Ue是磁环的磁导率;

N是所绕制的匝数;

可以看出,Ae、Le为磁环外型所决定,在同一个磁环上,电感量L与绕制的匝数N、磁导率Ue成正比,所以,当磁导率Ue不变,匝数N减小时,所得到的L也很小。又:

式中E是变压器T1上的感应电压,即电感量大小与感应电压成正比;当初级电感小感应电压也小,依变压器原理,二次侧的电压也小,达不到预期设定的输出电压值,满足不了输出要求。因此,在本实施例中,对于磁环的磁导率是有一定要求的,需要其较高。

此外,又由于

其中,B是磁感应强度;

U是变压器两端所加载的电压;

f是半桥的开关频率;

B值的大小决定了所述变压器T1的损耗大小,损耗大会使得变压器T1的温度升高,磁性元件都是有温度效应的,当温度达到一定高度时,磁环会进入饱和状态,更严重的会直接失效。所以B值应该越小越好;当电压U不变时,绕制的匝数N减小时,会导致B值增大,这时候增大开关频率f同样可以使得B值减小。

综上所述,磁环需要选择高磁导率低损耗的磁环,并且开关频率需要在允许的范围内设置比较高,例如,选择开关频率为200千赫兹。

本实用新型还涉及一种开关电源,所述开关电源采用上述的开关电源电路。

以上所述实施例仅表达了本实用新型的几种实施方式,其描述较为具体和详细,但并不能因此而理解为对本实用新型专利范围的限制。应当指出的是,对于本领域的普通技术人员来说,在不脱离本实用新型构思的前提下,还可以做出若干变形和改进,这些都属于本实用新型的保护范围。因此,本实用新型专利的保护范围应以所附权利要求为准。

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