上的差分功率(differential power)，以调节变化的输入AC电压为固定的且调节的输出AC电压，因此，由于这种配置，只需要比总输出功率更低的功率。降压和升压电感器L3和L4分别只需要与处理调节差分输入AC电压所需的总输出功率的相应比例以调节输出AC电压为所需的设置电平。
[0041 ]用于全HF AC AVR自动电压控制的独立的HF AC串联降压拓扑结构、独立的HF AC串联升压拓扑结构或组合的AVR HF串联降压-升压拓扑结构的控制可以配置成如前述美国专利号5，747，972中公开的简单电压极性Pmi控制。然而，如上所讨论，这种简单电压极性PffM控制方法由于在输入AC电压的正和负过零点附近极低的电压处的电压极性感测模糊期间故意的功率半导体“击穿”而无法确保功率半导体器件的安全换向(commutat1n)。
[0042]本发明的教导与美国专利号5，747，972和其它已知的现有技术的区别在于，例如，HF AC串联降压转换器部分包括双向AC半导体开关SI和S2，其与功率电感器L3和电流变换器CTl组合。图2中电流变换器CT3在大部分电源中是典型的且常用的，如本文所用，以简单测量输出电流为输出电流过电流保护，或过电流保护可以通过与每个功率半导体器件串联的增加的电流变换器来完成以实现相同的功能，这是因为过电流保护转换器检测到输出电流，并且输出电流信息反馈到控制电路以关闭或限制输出电流以控制输出电流用于输出过电流保护。美国专利号5，747，972中也提到了输出过电流保护。然而，除美国专利5，747，972的图4之外，如图1、4、5、6、7和9所示，在任何这些附图中没有示出电流变换器。并且只在美国专利号5，747，972的图4中出现的电流变换器TI和T2用作典型的输出过电流保护电流感测变换器。这也在美国专利号5，747，972的专利说明书14.50段得到确认，并且明确表明且解释成典型且普通的“输出过电流保护”，并且来自Tl和T2的电流感测信息，美国专利号5，747,972的专利公开中仅提及电流变换器，并未使用或在任何其它地方公开为与PffM切换AC电压控制方法相关。所以很明显，美国专利号5，747，972仅教导了在不使用功率电感器中的任何电流信息的情况下仅使用简单电压极性PWM控制，这是本发明的唯一且关键的依据。所以很明显，在美国专利号5，747，972的情况中并且还在其包括的所有公开的现有技术中，它公开了甚至未包括其具有的电流变换器的许多拓扑结构图。唯一一幅包括电流变换器的附图中，电流交换器Tl和T2仅用于标准常规典型的过电流保护。因此，很明显，美国专利号5，747，972公开了仅使用简单电压极性PffM控制以产生用于实际降压AC调压的PffM功率半导体开关序列。本发明中使用的实际功率电感器中的临界电流方向感测是美国专利号5，747，972中明显从未考虑的对现有技术的PffM控制方法改进。这种新改进的发明的优点在以下公开内容中更加清楚，并且针对功率半导体的安全换流的PWM控制方法具有重要的关键优点和改进，以产生P丽控制功率半导体开关序列方法，其从不产生“击穿”状态，因此如本发明中公开的特别地防止恶化或破坏性“击穿”。
[0043]为了证实本发明比美国专利号5，747，972的简单电压极性控制的具有关键优点的目的，参见图2，例如，在HF AC串联降压转换器部分，电流转换器CT3用作典型的输出过电流保护，而电流变换器CTl是本发明中关键的具体改进，因为电流变换器CTl产生用于AC半导体开关SI和S2的关键L3功率电感器电流方向数据。本发明中的PWM控制方法特别使用功率电感器L3中的电流方向用于HF AC串联降压转换器部分。使用如图2所示的电流变换器(current transformer)CTl和CT2是感测导体中的电流方向的一种方法，也可以利用其它设备，如，利用一个或多个罗戈夫斯基线圈(Rogowski coil)、与功率电感器串联的一个或多个电阻器、与来自功率电感器的磁场相关的霍尔效应装置(Hall Effect device)或从专门用于此行业已知的电感器电压方法的功率电感器绕组或部分电感器绕组或功率电感器上的额外的绕组上的电压波形获得实际电流信息的其它已知的各种方法，或这些电流感测装置的组合，但是使用任何替代的电流感测装置在使用功率电感器电流方向作为关键参数以在这里例如获得降压转换器PWM开关序列方法中，不管如何实现感测功率电感器电流方向的方法，都无法解决或避开本发明的核心创新的新PWM控制方法的原理(does not inany way address or avoid the core innovative new PWM control method principleof the present invent1n)。
[0044]为了进一步证明本发明是不同于现有技术的清晰且明显的改进的目的，参见图2所示的HF AC串联升压转换器部分以及例如全降压-升压AVR的升压转换器部分。升压转换器部分包括主升压转换器组件，即，AC半导体开关S3和S4、功率电感器L4和功率电感器L4、电流转换器CT2。电流转换器CT3用作普通且典型的输出过电流保护，而电流转换器CT2是本发明中的关键特定改进，因为其产生用于功率半导体PWM控制的关键L4功率电感器电流方向数据，其特别使用功率电感器L4中的电流方向用于升压部分。并且如以上针对降压转换器部分所述，例如，使用任何替代的电流感测装置或方法，在使用功率电感器电流方向作为关键参数以在这里例如获得降压转换器PWM开关序列方法中，不管如何实际感测功率电感器电流方向的方法，都无法解决或避开本发明的核心创新的新PWM控制方法的原理。
[0045]为了概括本发明相比如美国专利号5，747，972中公开的简单电压极性PffM控制方法的关键优点，根据本发明的新的创新PWM控制方法，不仅使用电压极性，而且唯一且专门使用另外的关键数据用于功率电感器中的电流方向。这允许PWM控制基于绝对受控的开关序列驱动功率半导体的PWM开关序列，而不会模糊地允许PWM控制以操纵进入合适的功率半导体器件中的功率电感器电流，而不依靠任何恶化或破坏性“击穿”条件，使得美国专利号5,747,972中教导的功率半导体的故意“击穿”能被完全且安全地避免。
[0046]图3a示出了以下运行的电子电路部分:
[0047](I)数字电路也可以是，但不限于，DSP或微处理器，其产生数字输出如P丽和时钟信号作为功率半导体开关序列数字电路(4)的输入。
[0048](2)模拟电路包括，但不限于，离散电路、或模拟集成电路的通常单个或多个组合，其接收输入AC电压(V输入)和本发明的主要和关键参数一 L3电感器电流，在此实例中其在这里显示为来自电流变换器CTl的模拟电流信号，其表示功率电感器L3(L3电感器电流)中的电流电平和方向。此模拟电路然后处理这些模拟输入以产生模拟输出作为模数转换器
(3)的模拟输入。模拟电路功能部分(2)产生以下模拟和数字输出:
[0049]-V1-输入 AC 电压。
[0050]-Vp-输入AC电压极性，如为正(+VE)、负(-VE)或零(O)。
[0051 ] -11-功率电感器L3中的电感器电流，其来自电流变换器CTl。
[0052]-1P -功率电感器L3中的电感器电流极性，来自I i，如为+VE、-VE或O。
[0053](3)模数转换器和这些模数转换器总体集成到功率半导体开关序列数字电路(4)并且作为功率半导体开关序列数字电路(4)的一部分，或者可以分开。数字转换器(3)接收来自模拟电路功能部分(2)的模拟输出并且将模拟输入V1、I i转换成数字格式Vp、Ip，数字电路(4)随后与来自数字电路(I)的数字PWM和时钟输入一起使用这些数字格式Vp、Ip以产生必需的功率半导体PWM开关序列ql、q2、q3和q4。
[0054](4)AC功率半导体开关(5)和(6)作为背靠背单极MOSFET功率半导体器件。降压部分AC功率半导体顶部开关SI包括组合的背对背单极MOSFET功率半导体开关Ql和Q2 AC功率半导体底部开关S2包括组合的背对背单极MOSFET功率半导体器件Q3和Q4。由P丽开关序列数字电路(4)产生的PffM开关序列输出ql、q2、q3和q4切换并单独驱动控制这些功率半导体器件 Q1、Q2、Q3 和 Q4。
[0055]本领域的普通技术人员可以生产多个不同配置的模拟和数字电路以再现如上所述的相同功能;但是这些潜在不同模拟或数字配置在以下方面绝对无法避免本发明的新的且创新的原理的依据:当AC输入电压在AC输入电压零交叉点接近低正和低负电平时特定使用功率电感器中的电流信息以消除仅使用电压极性PffM控制方法所存在的问题。
[0056]由于本发明移除了美国专利号5，747，972中教导的无功率电感器中的电流方向的单独使用电压极性的折衷方案，而电流方向允许如本发明所公开的清楚地且安全地确定用于功率半导体的所有HVM开关序列，所以本发明允许这种新的HF AC串联降压拓扑结构、HF串联升压拓扑结构或组合的AVR HF串联降压-升压拓扑结构用于全HF AC AVR自动电压控制在功率电平和电压电平中缩放，而关于电流、电压和热设计的考量、功率电感器的尺寸和性能以及缩放这种新的创新的拓扑结构的本领域普通技术人员