电压。
[0038] 通常，PVT补偿的CMOS环形振荡器生成两个相同的电流，该电流最终用作生成具 有期望的频率的时钟信号。同时，如将在下面讨论的那样，运些电流响应于在PVT补偿的 CMOS环形振荡器的过程和溫度变化，并且因此补偿振荡器时钟CLK的输出频率W使得该输 出频率在电压、过程和溫度变化的范围上近似恒定。下面，将参考图1-9来讨论运些和其他 方面。
[0039] 图1为常规CMOS环形振荡器100的电路图。如在【背景技术】章节所讨论的那样，不 使用石英（或任意基于振动的其他）振荡器的时钟生成可W使用CMOS环形振荡器（例如图 1中的运一 CMOS环形振荡器）来实现。运个环形振荡器100可W认为是最基本的CMOS环 形振荡器并且包括一系列的奇数个反相器110A-110E。运些反相器110A-110E反馈地禪合 W使得每个反相器的每个输出端被馈送至另外的反相器的输入端。如示出的，反相器IlOA 的输出端禪合到反相器IlOB的输入端，诸如此类。在最后一个反相器IlOE处，其输出端禪 合回到反相器IlOA的输入端。由于是奇数个反相器，将总是存在不稳定的状态（也就是， 其中在至少为1的增益处有效地存在具有至少180度的相位的正反馈的状态），其导致了在 任意给出的反相器110A-110E的输出端处生成的振荡的信号。为了辅助稳定，每个反相器 的输出端禪合到相应的定时电容器111A-111E，W提供稳定性W便防止CMOS环形振荡器失 控，因为整体的增益可能大于个体。
[0040] 因此，围绕CMOS振荡器环100的信号传输在处于给定的测量点（例如反相器 IlOE的输出端115)的信号返回初始状态（即，振荡返回到开始值）之前经过每个反相器 110A-110E两次。例如，如果，在到第一反相器IlOA的输入端处，信号在特定时间具有逻辑 1的状态，之后信号必须传输经过所有的反相器110A-110E-次，从而在到第一反相器IlOA 的输入端处（其为与反相器IlOE的输出端相同的节点115)，信号作为逻辑0的状态，并且 在之后信号第二次通过反相器110A-110E，使得在节点115处，信号再次具有逻辑1的开始 状态。W运样的方式，给出振荡频率F = 1/2N T，其中N为在CMOS环形振荡器100中的级 数的数量，W及T为与反相器110A-110E中的每一个相关联的延迟（假设所有的反相器的 延迟是相同的）。
[0041] 然而，在图1中的CMOS环形振荡器100中，功率消耗可能会非常高，使得其对于功 率非常短缺的一些应用是不切实际的。另外，振荡功率可能随着供应电压信号的变化睹然 地并且显著地变化。运是由于供应电压的变化改变了每个反相器110A-110E能够W其对下 一反相器的定时电容器111A-111E进行充电/放电的"强度"，并且也更改了反相器对相应 的定时电容器111A-111E进行充电的电压阔值。在CMOS环形振荡器100中，每个反相器 110A-110E的跳变点（当反相器的输出响应于其相应的输入电压的改变而改变时）为电源 的强函数。因此，振荡器的输出功率随着供应电压睹然地改变。通常，供应电压越高，则振 荡频率越高，并且供应电压越低，则振荡频率越低。此外，图1中的CMOS环形振荡器100的 频率也随着溫度和过程的变化而变化。图1的简单的CMOS环形振荡器100的运些缺点可 W通过在接下来将参考图2和图3A-3B讨论的所谓的电流饥饿型（current starved)环形 振荡器中的反相器llOA-llOE之间引入附加的延迟来调节。
[0042] 图2为在图3A示出的电流饥饿型CMOS环形振荡器300中使用的常规延迟单元 200的电路图。在电流饥饿型环形振荡器中，来自电流源的恒定电流可W用于对每个延迟单 元200的相应的定时电容器211进行充电和放电。W运样的方式，进一步控制每个延迟单 元200的反相器210的相应的跳变点。在图2中，W附加的细节将反相器示出为具有PMOS 晶体管215A和NMOS晶体管215B，其具有被禪合至彼此并且被禪合至输出节点的相应的传 导节点。另外，PMOS晶体管215A和NMOS晶体管215B具有被禪合至彼此并且被禪合到定时 电容器211的相应的控制节点。此外，PMOS晶体管215A具有禪合到振荡器供应电压Vosc 的第二传导节点并且NMOS晶体管215B具有禪合到接地的第二传导节点。
[0043] 在延迟单元200中，电路的左手侧包括S态反相器，使得来自输入PMOS晶体管220 的电流用于对定时电容器进行充电，W及来自输入NMOS晶体管221的电流用于对定时电 容器211进行放电。另外，参考PMOS晶体管220B禪合到偏置电压信号PREF，其使得即使 在总供应电压Vdd(在图3A中所示）在一定范围上变化，经过参考PMOS晶体管220B W及 输入PMOS晶体管220A的电流也保持在预定的恒定值处。类似的，参考NMOS晶体管22IB 禪合到偏置电压信号NREF，使得即使GND在一定范围上变化（例如由于接地反弹（ground bounce))，经过参考NMOS晶体管221B W及输入NMOS晶体管221A的电流也保持在预定的 恒定值处。下面参考图3B示出用于生成电压偏置信号PREF和NREF的电路，然而，接下来 结合图3A描述电流饥饿型CMOS环形振荡器的总电路。
[0044] 图3A为使用图2中的延迟单元200的常规电流饥饿型CMOS环形振荡器300的电 路图。在电路300中，延迟单元200中的两个连同反馈级325 -起禪合在环路中，反馈级 325可W与延迟单元200类似地不包括其他延迟单元200的定时电容器211和反相器210。 反馈级325不具有定时电容器211和反相器210,如运个电路简单地配置为=态反相器（例 如仅在上文参考图2来描述的延迟单元200的左手侧）。运是由于对于电流饥饿型CMOS环 形振荡器300 (与任意CMOS环形振荡器一样），需要奇数个反相级来提供振荡。之后在运个 电路300中，具有定时电容器211的延迟单元200中的每一个包括偶数个（2)反相器210， 对于振荡来说，除了具有定时电容器211的延迟单元200之外还存在奇数个（1)反相器。
[0045] 如在上文中简单提到的，电压参考信号Pref和化ef由图3B中的电路340来生成。 在运个电路340中，电压参考信号Pref设定为一值，该值设计为即使供应电压Vdd在一范 围上变化的情况下也使得经过参考PMOS晶体管220B W及输入PMOS晶体管220A的电流保 持在预定的恒定值处。类似的，电压参考信号化ef设定为一值，该值设计为即使GND在一 范围上变化的情况下也使得经过参考NMOS晶体管221B W及输入NMOS晶体管221A的电流 保持在预定的恒定值处。
[0046] 在如上面参考图2W及图3A-3B描述的整个电流饥饿型CMOS环形振荡器300中， 与图1中的CMOS环形振荡器100相比功率消耗较减小，运是因为对于相应的反相器210的 PMOS和NMOS晶体管215A和215B来说，对于给定的晶体管阔值下降Vt,反相器210中的瞬 态开路电流会更小。然而，振荡的频率仍将随着过程、电压和溫度的改变而变化。例如即使 是用于对定时电容器进行充电和放电的电流随着供应电压Vdd的变化而恒定，反相器210 的速率随着供应电压Vdd的变化而改变。因此，为了使振荡频率进一步在供应电压Vdd的 变化范围上保持稳定，用于供应电压Vdd的经调节的恒定供应电压电路可W如所描述的那 样在接下来描述的图4A-4B的供应补偿的电流饥饿型CMOS环形振荡器400中使用。
[0047] 图4A-4B为供应补偿的电流饥饿型CMOS环形振荡器400的电路图。在运个电路 中，如参考图4A详细描述的，电压调节器445能够用于为电流饥饿型环形振荡器400生成 经调节的供应电压Vosc。为了生成经调节的供应电压Vsoc,通常使用一个参考电压（带隙 参考电压Vbg)。处于闭环配置中的运算放大器446(或低压差（LDO)调节器（未示出））可 W用于生成经调节的供应电压Vosc。如可W看出的，带隙参考电压Vbg可W被禪合到运算 放大器446的正输入端，并且负输入端可W禪合到在运算放大器446的输出端处的分压器 的中间节点。W运样的方式，生成经调节的供应电压Vosc,其不会受到由总供应电压Vdd的 变化带来的那么多影响。因此，如同在图4B中能够看到的，与在图3A中的电流饥饿型CMOS 环形振荡器300相比较，经调节的供应电压Vosc代替之前所有的供应电压Vdd节点来使 用。
[0048] 尽管图4B的供应补偿的电流饥饿型CMOS环形振荡器400针对供应电压Vosc的 变化进行补偿，但是其仍然不能针对过程和溫度的变化进行补偿。
[0049] 图5为依据在本文中公开的主题的实施例的PVT补偿的电流饥饿型CMOS环形振 荡器555的电路图。在运个实施例中，振荡器570的生成的时钟输出信号CLK的频率扩展 不仅仅针对供应电压Vosc的变化进行补偿，并且还经由过程和溫度补偿电路560针对过程 和溫度的变化进行补偿。PVT补偿的电流饥饿型环形振荡器555同样包括之前描述的经调 节的电压供应电路445, W生成供应电压Vosc,其抵抗由于总供应电压Vdd(未示出）的改 变造成的变化。通常，电路555生成两个用在振荡器570的电流，Icomp和If ix。如将在下 面讨论的，运些电流一起响应于电路555中的过程和溫度变化，并且，因此补偿时钟输出信 号CLK的输出频率W使得该输出频率在过程和溫度变化的范围上近似恒定。<