便于天线校准的方法和装置以及收发机与流程

本公开大体上涉及射频(RF)技术，并更具体地，涉及便于天线校准的方法和装置以及收发机。

背景技术：

天线校准(AC)在RF收发机中起重要作用。例如，RF收发机的波束形成性能取决于AC精度。

对于波束成形，通常要求RF收发机中的无线电支路是收敛的，即具有相同的相位响应和幅度响应。因此，每个无线电支路应该在相位响应和幅度响应方面相对于其他支路校准。然而，相位响应在无线电支路之间很可能不同，原因在于它们可能具有不同的馈线长度和不同的内部模拟滤波器。

已经在多天线无线电系统中广泛采用AC技术，以增强它们的波束成形性能。典型的AC包括测量和计算无线电支路之间的相对传递函数，计算补偿系数和应用补偿系数以补偿无线电支路之间的相位响应和幅度响应的差异。

通常，为获得与天线连接的无线电支路的相位响应和幅度响应，提供非常靠近天线或内置于天线的外部耦合器。这就是所谓的外部AC。备选地，已经提出了内部AC技术。对于大多数站点解决方案，天线与无线电单元非常接近，无线电支路之间馈线长度的差异可以忽略不计。因此，内部耦合器单元可以部署在无线电单元内部。内部AC是在无线电单元外部没有任何辅助硬件的情况下实现AC功能的重要方案。内部AC的基本思想是提供测量发射机和测量接收机，并使用内部电压驻波比(VSWR)前向(FWD)耦合器对无线电支路之间的相位响应和幅度响应的差异进行比较。

图1A和图1B是示出具有内部AC的RF收发机100的示意图。如图1A和图1B所示，RF收发机包括无线电单元110和多个天线101、102、103和104。无线电单元110包括多个无线电支路，每个无线电支路与一个天线相关联，其中仅示出了多个无线电支路中的一个无线电支路111。无线电支路111包括用于经由天线101发送和接收无线电信号的无线电发射机121和无线电接收机122。无线电单元110还包括分别用于发送和接收校准信号的测量发射机112和测量接收机113。无线电单元110还包括具有多个耦合器(例如，VSWR RWD耦合器)的耦合器单元114，每个耦合器与天线之一连接。在123处示出耦合器中的一个，其也是无线电支路111的一部分并且选择性地与无线电发射机121和无线电发射机122连接。耦合器单元114还包括开关124，其用于选择性地将测量发射机112和测量接收机113中的一个与耦合器之一连接。

图1A示出了与无线电接收机122相关联的校准的信号流。如箭头所示，校准信号从测量发射机112经由开关124被发送到耦合器123，并经耦合器123的耦合被无线电接收机122接收。图1B示出了与无线电发射机121相关联的校准的信号流。如箭头所示，校准信号从无线电发射机121发送给耦合器123，经耦合器123耦合，并经由开关124由测量接收机113接收。图1A和图1B中所示的内部AC可以在如垂直虚线所示的校准平面之前对无线电支路之间的相位响应和幅度响应的差异进行校准。

图2A和图2B分别是示出两种类型的AC序列，串行AC序列和并行AC序列的示意图。如图2A所示，对于串行AC序列，在不同的时隙中顺序校准无线电支路。也就是说，当正在校准一个无线电支路时，其他支路可以有业务或者可以空闲。如图2B所示，对于并行AC序列，在相同的时隙中同时校准无线电支路。

然而，来自天线参考点(ARP)的干扰(即经由天线进入RF单元的外部干扰)可能不利地影响AC精度，这进而使波束成形性能劣化。

图3A和图3B分别示出了图1A和1B的AC场景中的干扰。在图3A中，如虚线所示，来自ARP的干扰经由耦合器进入无线电接收机。在图3B中，如虚线所示，来自ARP的干扰经由耦合器和开关进入测量接收机。AC精度在很大程度上取决于无线电接收机(图3A)或测量接收机(图3B)处的信号与干扰和噪声比(SINR)。存在对SINR有贡献的两个参数，热噪声(或信噪比(SNR))和干扰(或信号干扰比(SIR))，即SINR＝SNR+SIR。通常，由于模拟组件的特性的限制，热噪声只能被限制在一定范围内。然后，SIR是唯一对SINR的优化至关重要的参数。

对于如图3A所示的与无线电接收机相关联的校准，可以通过提高测量发射机发射的校准信号的功率电平来提高SIR。然而，测量发射机(其在与无线电接收机相同的频率处操作)在ARP处产生杂散发射，其应当限于指定的功率谱密度(例如，针对时分双工(TDD)低于-85dBm/MHz)或针对频分双工(FDD)低于-110dBm/100KHz)。这种限制产生校准信号的受限功率电平。

对于与如图3B所示的无线电发射机相关联的校准，测量接收机经受强信道内或邻信道干扰，特别是当存在共址的其它收发机时。如果收发机用于低功率站(例如，微/微微基站或用户设备(UE))中，则SIR将更差。图4示出了在基站中使用收发机的可能的干扰场景。如果采用串行AC序列，则其他无线电支路中的业务可能通过相互天线泄漏(即，自干扰)而导致干扰。也就是说，AC必须经受来自所有其它无线电支路的累积干扰。此外，将存在来自其它基站的站间干扰，其最大可以是25dBm(考虑到50dBm干扰和25dB天线隔离)。

因此，需要一种具有提高的SIR以及因此提高的精度的AC解决方案。

技术实现要素：

本公开的目的是提供一种便于天线校准的方法和装置及收发机，能够提高SIR并且因此提高AC精度。

在第一方案中，提供了一种便于天线校准的装置。该装置包括：定向耦合器，具有第一端口、第二端口、第三端口和第四端口，第一端口选择性地与无线电发射机或无线电接收机连接，并且第二端口与天线连接；功率组合器/分配器，具有第一端口、第二端口和第三端口；功率组合器/分配器的第一端口选择性地与测量接收机或测量发射机连接，并且功率组合器/分配器的第二端口与定向耦合器的第三端口连接；以及幅度和相位调整器，连接在定向耦合器的第四端口和功率组合器/分配器的第三端口之间。幅度和相位调整器被配置为被调谐使得：向定向耦合器的第二端口的任何信号输入在功率组合器/分配器的第一端口处产生小于预定阈值的输出。

在一个实施例中，针对与无线电发射机相关联的天线校准，定向耦合器被配置为将其第一端口与无线电发射机连接，使得来自无线电发射机的校准信号输入到定向耦合器的第一端口，并经耦合在定向耦合器的第三端口处产生耦合的校准信号。定向耦合器被配置为经由其第二端口接收来自天线的干扰信号，使得干扰信号经隔离在定向耦合器的第三端口处产生隔离的干扰信号以及经耦合在定向耦合器的第四端口处产生耦合的干扰信号。幅度和相位调整器被配置为修改耦合的干扰信号的幅度和相位以生成修改的干扰信号。功率组合器/分配器被配置为将其第一端口与测量接收机连接，并将耦合的校准信号、隔离的干扰信号和修改的干扰信号组合为测量接收机的输入。修改的干扰信号和隔离的干扰信号互相抵消。

在一个实施例中，修改的干扰信号具有与隔离的干扰信号相同的幅度，但相对于隔离干扰信号具有180°的相移。

在一个实施例中，针对与无线电接收机相关联的天线校准：功率组合器/分配器被配置为将其第一端口与测量发射机连接，使得将来自测量发射机的校准信号输入功率组合器/分配器的第一端口。功率组合器/分配器被配置为将校准信号分为分别从功率组合器/分配器的第二和第三端口输出的第一分量信号和第二分量信号。第一分量信号经隔离在定向耦合器的第二端口处产生隔离的信号。幅度和相位调整器被配置为修改第二分量信号的幅度和相位，以生成修改的信号，修改的信号经耦合在定向耦合器的第二端口处产生耦合的信号。耦合的信号与隔离的信号互相抵消。

在一个实施例中，耦合的信号具有与隔离的信号相同的幅度，但相对于隔离的信号具有180°的相移。

在一个实施例中，还包括在定向耦合器的第三端口与功率组合器/分配器的第二端口之间连接的延迟器。

在一个实施例中，幅度和相位调整器是矢量调制器。

在第二方案中，提供了一种收发机。该收发机包括：一个或多个支路，每个支路包括无线电发射机、无线电接收机和天线；以及测量发射机和测量接收机。每个支路还包括根据以上第一方案的便于天线校准的装置。

在一个实施例中，收发机是基站或用户设备。

在第三方案中，提供了一种便于天线校准的方法。该方法包括：在定向耦合器的第一端口处，接收来自无线电发射机的校准信号，使得校准信号经耦合在定向耦合器的第三端口处产生耦合的校准信号；在定向耦合器的第二端口处，接收来自天线的干扰信号，使得干扰信号经隔离在定向耦合器的第三端口处产生隔离的干扰信号以及经耦合在定向耦合器的第四端口处产生耦合的干扰信号；修改耦合的干扰信号的幅度和相位以生成修改的干扰信号；以及将耦合的校准信号、隔离的干扰信号和修改的干扰信号组合为测量接收机的输入，修改的干扰信号和隔离的干扰信号互相抵消。

在一个实施例中，修改的干扰信号具有与隔离的干扰信号相同的幅度，但相对于隔离干扰信号具有180°的相移。

在实施例中，还包括，在组合步骤之前：延迟隔离的干扰信号。

在第四方案中，提供了一种便于天线校准的方法。该方法包括：接收来自测量发射机的校准信号；以及将校准信号分为要分别输入定向耦合器的第三端口和第四端口的第一分量信号和第二分量信号。第一分量信号经隔离在定向耦合器的第二端口处产生隔离的信号；该方法还包括：修改第二分量信号的幅度和相位，以生成修改的信号，修改的信号经耦合在定向耦合器的第二端口处产生耦合的信号。耦合的信号与隔离的信号互相抵消。

在一个实施例中，耦合的信号具有与隔离的信号相同的幅度，但相对于隔离的信号具有180°的相移。

在实施例中，方法还包括：在将第一分量信号输入到定向耦合器的第三端口之前，延迟第一分量信号。

利用本公开的实施例，提供并调谐幅度和相位调整器，使得来自ARP的干扰在输入到测量接收机之前可以被基本消除，或者使得来自测量接收机的校准信号基本上不对ARP处的杂散发射产生任何贡献。用这种方式，可以提高SIR，并从而提高AC精度。

附图说明

通过以下参考附图的实施例的描述，以上及其他目的、特征和优点将更为清楚，其中：

图1A和图1B是示出具有内部AC的RF收发机的示意图；

图2A和图2B分别是示出串行和并行AC序列的示意图；

图3A和图3B是示出图1A和1B的AC场景中的干扰的示意图；

图4是示出在基站中使用收发机的干扰场景的示意图；

图5是示出定向耦合器的结构的示意图；

图6是根据本公开的实施例的便于AC的装置的示意图；

图7是示出矢量调制器的结构的示意图；

图8是示出如何调谐图7的矢量调制器的示意图；

图9是示出图6的装置如何工作以便于与无线电发射机相关联的AC的示意图；

图10是示出图6的装置如何工作以便于与无线电接收机相关联的AC的示意图；

图11是示出根据本公开实施例的收发机的示意图；

图12是示出根据本公开的另一实施例的便于AC的方法的流程图；以及

图13是示出根据本公开的另一实施例的便于AC的方法的流程图。

具体实施方式

以下将参考附图，详细描述公开的实施例。应当注意，以下实施例仅用于说明，而不限制本公开的范围。

在介绍本公开的实施例之前，将参照图5简要解释定向耦合器的结构。例如，图1的耦合器123可以是定向耦合器。如图5中所示，定向耦合器包括四个端口。当端口#1是输入端口时，端口#2是直通端口，端口#3是耦合端口并且端口#4是隔离端口。如本领域技术人员可以理解的，由于端口的互易性，端口#2、端口#3和端口#4中的任一个可以用作输入端口。作为示例，当端口#2是例如输入端口时，端口#1是直通端口，端口#3是耦合端口并且端口#4是隔离端口。与输入端口相比，直通端口没有相移(0°)，耦合端口具有90°的相移，并且隔离端口具有180°的相移。

图6是根据本公开的实施例的便于AC的装置600的示意图。如图6所示，装置600包括具有第一端口611、第二端口612、第三端口613和第四端口614的定向耦合器610。第一端口611例如经由开关(未示出)选择性地与无线电发射机或无线电接收机连接。第二端口612与天线连接。

装置600还包括功率组合器/分配器620，其具有第一端口621、第二端口622和第三端口623。功率组合器/分配器620的第一端口621例如经由开关(未示出)选择性地与测量接收机或测量发射机连接。功率组合器/分配器620的第二端口622与定向耦合器610的第三端口613连接。这里，当功率组合器/分配器620用作功率分配器时，第一端口621是其输入端口，并且第二端口622和第三端口623是其输出端口；而当功率组合器/分配器620用作功率组合器时，第二端口622和第三端口623是其输入端口，并且第一端口621是其输出端口。

装置600还包括幅度和相位调整器630，其连接在定向耦合器610的第四端口614和功率组合器/分配器620的第三端口623之间。幅度和相位调整器620被配置为被调谐使得：向定向耦合器610的第二端口612的任何信号输入在功率组合器/分配器620的第一端口621处产生小于预定阈值的输出。这里，预定阈值可以被设置为充分接近零的小值。也就是说，向定向耦合器610的第二端口612的任何信号输入在功率组合器/分配器620的第一端口621处产生基本为零的输出。等价地，幅度和相位调整器620被调谐使得：输入功率组合器/分配器620的第一端口621的任何信号在定向耦合器610的第二端口612处产生小于预定阈值的输出。

作为示例，幅度和相位调整器620是向量调制器(VM)。图7示出了VM的结构。VM可以在一定范围内连续调整输入信号RFin的幅度。VM还可以在从0°到360°的范围内连续调整输入信号RFin的相位。如图7所示，VM首先用90°网络将输入信号RFin分为同相(I)分量和正交(Q)分量。然后通过分别将它们与直接电路(DC)矢量Vi和Vq相乘来独立地调整I和Q分量的幅度和相位。最后，将经调整的I和Q分量组合为输出信号RFout。本领域技术人员已知VM的原理，并且这里将省略其细节。

图8示出了说明可以如何对幅度和相位调整器620进行调谐的示例。在该示例中，幅度和相位调整器620是图7中所示的VM，并且被应用在包括多于一个支路的RF收发机中，每个支路包括无线电发射机、无线电接收机、天线和装置600。为在支路#2中调谐VM，支路#1中的无线电发射机可以发射信号，该信号将经由这些支路之间的相互泄漏进入支路#2。功率组合器的输出经由开关与测量接收机连接。调谐支路#2中的VM，直到在测量接收机处接收到的信号基本为零为止。本领域技术人员可以理解，仅作为示例，仅使用支路之间的相互泄漏作为用于调谐VM的信号源，并且可以视情况使用任何其它信号源。

可选地，装置600还可以包括延迟器640(图6)，其连接在定向耦合器610的第三端口613和功率组合器/分配器620的第二端口622之间。延迟器640的使用引入相移，并因此可以使得幅度和相位调整器620的调谐更容易。

图9是示出图6的装置600如何工作以便于与无线电发射机相关联的AC的示意图。

如图9的上部所示，针对与无线电发射机相关联的AC，定向耦合器610被配置为将其第一端口611与无线电发射机连接，使得来自无线电发射机的校准信号E_in输入到定向耦合器610的第一端口611，并经耦合在定向耦合器610的第三端口613处产生耦合的校准信号E_coup。定向耦合器610被配置为经由其第二端口612接收来自天线的干扰信号E_int，使得干扰信号E_int经隔离在定向耦合器610的第三端口613处产生隔离的干扰信号E_{int_iso}以及经耦合在定向耦合器610的第四端口614处产生耦合的干扰信号E_{int_coup}。

幅度和相位调整器630被配置为修改耦合的干扰信号E_{int_coup}的幅度和相位以生成修改的干扰信号E_{int_mod}。

功率组合器/分配器620被配置为将其第一端口621与测量接收机连接，并将耦合的校准信号E_coup、隔离的干扰信号E_{int_iso}和修改的干扰信号E_{int_mod}组合为测量接收机的输入E_out。修改的干扰信号E_{int_mod}与隔离的干扰信号E_{int_iso}互相抵消。也就是说，E_out＝E_coup+E_{int_iso}+E_{int_mod}＝E_coup。

可选地，延迟器640可以被提供和配置为对耦合的干扰信号E_{int_coup}和隔离的干扰信号E_{int_iso}进行延迟(即引入相移)，分别得到相移的信号E′_{int_coup}和E′_{int_iso}。在这种情况下，修改的干扰信号E_{int_mod}与相移信号E’_{int_iso}互相抵消。也就是说，E_out＝E′_coup+E′_{int_iso}+E_{int_mod}＝E′_coup。

图9的下部示出了幅度和相位调整器630的幅度和相位调整。这里，假设提供了延迟器640，并将α1的相移引入到隔离的干扰信号E_{int_iso}，产生相移的信号E′_{int_iso}。在E_{int_iso}和E_{int_coup}之间固有地存在90°的相移。幅度和相位调整器630将E_{int_coup}的幅度修改为与E′_{int_iso}的幅度相同，并将E_{int_coup}的相位旋转β1＝90°-α1。换言之，修改的干扰信号E_{int_mod}具有与E′_{int_iso}相同的幅度，但相对于E′_{int_iso}具有180°的相移。

因此，来自ARP的干扰(即E_int)对测量接收机处的干扰没有贡献。因此，可以提高测量接收机处的SIR。

图10是示出图6的装置600如何工作以便于与无线电接收机相关联的AC的示意图。

如图10的上部所示，对于与无线电接收机相关联的AC，功率组合器/分配器620被配置为将其第一端口621与测量发射机连接，使得将来自测量发射机的校准信号E_in输入功率组合器/分配器620的第一端口621。功率组合器/分配器620被配置为将校准信号E_in分为分别从功率组合器/分配器620的第二622和第三623端口输出的第一分量信号E_in1和第二分量信号E_in2。第一分量信号E_in1和第二分量信号E_in2具有相同的相位，而它们的幅度可以相同或不同。第一分量信号E_in1经隔离在定向耦合器610的第二端口612处产生隔离的信号E_{in1_iso}。第一分量信号E_in1还在定向耦合器610的第一端口611处产生信号E_out，其将被输入到无线电接收机中。

幅度和相位调整器630被配置为修改第二分量信号E_in2的幅度和相位，以生成修改的信号E_{in2_mod}，修改的信号E_{in2_mod}经耦合在定向耦合器610的第二端口612处产生耦合的信号E_{in2_coup}。耦合的信号E_{in2_coup}与隔离的信号E_{inl_iso}互相抵消。也就是说，校准信号E_in对ARP处的杂散发射没有贡献，原因在于E_{in2_coup}+E_{in1_iso}＝0。

可选地，延迟器640可以被提供并配置为：对第一分量信号E_in1进行延迟(即引入相移)，得到相移信号E′_in1。在这种情况下，相移的信号E′_in1经隔离在定向耦合器610的第二端口612处产生隔离的信号E′_{in1_iso}。耦合的信号E_{in2_coup}与隔离的信号E′_{in1_iso}互相抵消。也就是说，E_{in2_coup}+E′_{in1_iso}＝0。

图10的下部示出了幅度和相位调整器630的幅度和相位调整。这里假设提供了延迟器640，并且将α2的相移引入第一分量信号E_in1，得到相移的信号E′_in1。在E′_in1和E′_{in1_iso}之间固有地存在180°的相移。幅度和相位调整器630修改E_in2的幅度，并将E_in2的相位旋转β2＝90°-α2，产生修改的信号E_{in2_mod}。在E_{in2_mod}和E_{in2_coup}之间固有地存在90°的相移。最后，耦合的信号E_{in2_coup}与隔离的信号E′_{in1_iso}互相抵消。换言之，耦合的信号E_{in2_coup}具有与隔离的信号E′_{in1_iso}相同的幅度，但相对于隔离的信号具有180°的相移。

也就是说，校准信号E_in对ARP处的杂散发射没有贡献。因此，通过在满足对杂散发射的要求的同时增加校准信号E_in的功率电平，可以提高无线电接收机处的SIR。

本领域技术人员可以理解，即使省略延迟器640，定向耦合器610的第三端口613和功率组合器/分配器620的第二端口622之间的馈线将引起一些延迟或相移。类似地，图9和图10中所示的每个馈线都将向在其上传输的信号引入一些相移。然而，这种相移不影响装置600的操作。只要对幅度和相位调整器620进行调谐使得向定向耦合器610的第二端口612的任何信号输入在功率组合器/分配器620的第一端口621处产生基本为零的输出(或等价地，向功率组合器/分配器620的第一端口612的任何信号输入在功率组合器/分配器610的第二端口612处产生基本为零的输出)，则装置600工作。

图11示出了根据本公开实施例的收发机1100。收发机1100可以是基站或用户设备。

收发机1100包括：一个或多个支路，每个支路包括无线电发射机1111，1112、无线电接收机1111，1112和天线1101，1102；收发机1100还包括测量发射机和测量接收机1110。每个支路还包括图6的装置600。

尽管图11示出了包括两个支路的收发机1100，但是本领域技术人员可以理解，收发机可以包括更多或更少的支路，并且本公开不限于包括在收发机中的任何特定数量的支路。

图12是示出根据本公开内容的用于制造与无线电发射机相关联的AC的方法1200的流程图。方法1200可以使用图6的装置600来实现，并且包括以下步骤。

在步骤S1210中，在定向耦合器的第一端口处接收来自无线电发射机的校准信号，使得校准信号经耦合在定向耦合器的第三端口处产生耦合的校准信号。

在步骤S1220中，在定向耦合器的第二端口处接收来自天线的干扰信号，使得干扰信号经隔离在定向耦合器的第三端口处产生隔离的干扰信号以及经耦合在定向耦合器的第四端口处产生耦合的干扰信号。

在步骤S1230中，修改耦合的干扰信号的幅度和相位以生成修改的干扰信号。

在步骤S1240，将耦合的校准信号、隔离的干扰信号和修改的干扰信号组合为测量接收机的输入。修改的干扰信号和隔离的干扰信号互相抵消。

在一个实施例中，修改的干扰信号具有与隔离的干扰信号相同的幅度，但相对于隔离干扰信号具有180°的相移。

在实施例中，方法1200还包括，在步骤S1240之前，延迟隔离干扰信号。

图13是示出根据本公开内容的用于制造与无线电接收机相关联的AC的方法1300的流程图。方法1300可以使用图6的装置600来实现，并且包括以下步骤。

在步骤S1310中，接收来自测量发射机的校准信号。

在步骤S1320，校准信号被分成第一分量信号和第二分量信号，分别输入到定向耦合器的第三端口和第四端口。第一分量信号经隔离在定向耦合器的第二端口处产生隔离的信号。

在步骤S1330中，修改第二分量信号的幅度和相位，以生成修改的信号，修改的信号经耦合在定向耦合器的第二端口处产生耦合的信号。

耦合的信号与隔离的信号互相抵消。

在一个实施例中，耦合的信号具有与隔离的信号相同的幅度，但相对于隔离的信号具有180°的相移。

在一个实施例中，方法1300还包括以下步骤：在将第一分量信号输入到定向耦合器的第三端口之前，延迟第一分量信号。

以上已参考本发公开的实施例描述了本公开。应当理解，本领域技术人员可以做出各种修改、变化和添加，而不脱离本公开的精神和范围。因此，本公开的范围不限于以上特定实施例，由所附权利要求来界定。