基于无率码和高阶QAM自适应解调的速率自适应方法与流程

本发明属于信息通信领域中发送端固定调制和编码方法，接收端综合考虑译码复杂度约束和信道利用率，结合无率纠错码实现速率自适应调整的方法。
背景技术：
：自适应编码调制技术(AMC,AdaptiveModulationandCoding)是通信系统中的链路自适应技术之一，由自适应编码和自适应调制两部分组成。采用AMC技术的系统中，接收端对信道进行估计，并将估计得到的信道状态信息反馈给发送端，发送端据此动态地改变调制方式和编码方式，以适应不同的信道质量，在高效利用信道资源的同时满足不同业务的服务质量需求。虽然自适应编码调制技术能够适应信道特性波动，提高频谱利用率，最大限度地实现可靠和高效的信息传输，但是反馈的开销较大，反馈控制的复杂度高，同时由于反馈时延带来的信道状态信息误差可能导致AMC设置出现偏差。对于信道快速变化的无线通信系统，这个问题更为突出。另外一种链路自适应方式是在接收端采用自适应解调(ADM,AdaptiveDemodulation)方案。接收端根据信道质量自适应地选择解调方式，适当删除接收符号中部分低可靠度的比特，调整解调后等效的频谱效率，使解调后的误码性能达到要求。ADM中，发送端一般不需要调整调制方式。相比于AMC方案，ADM方案不需要反馈信道状态信息，降低了反馈开销，能更快地跟踪信道的变化，同时实现的复杂度也更低。但在ADM中，由于存在解调器对比特的随机删除，对系统中的信道编码提出了不同的要求。传统的信道编码的码率在传输前已经确定，同时编码结构一般经过优化设计，如果出现码字中的比特被随机删除的情况，编码结构将被破坏，将导致编码性能的严重下降。因此自适应解调一般需要结合无率编码(RatelessCodes)使用。无率码(Ratelesscodes)是一种特殊的信道编码，故名思议就是码率不固定的编码。与传统固定码率的信道编码不同，无率码的编码器能够源源不断地产生编码符号，直到接收端译码成功并反馈确认信息为止，最终的码率是由译码器来确定的。率码固有的随机性和信道自适应特性，特别适合应用于时变的无线信道中。如与自适应解调方案结合使用，可很好地实现高效、可靠的信息传输。目前的自适应解调算法主要就可归纳为两大类，一类是文献[BrownJD,PASUPATHYS.Adaptivedemodulationusingratelesserasurecodes[J].IEEETransactionsonCommunications,2006,54(9):1574-1585]中根据调制阶数和解调比特数划分判决区域，另一类是文献[TURKK,FANPY.Adaptivedemodulationusingratelesscodesbasedonmaximumaposterioriprobability[J].IEEECommunicationsLetters,2012,16(8):1284-1287]]中预设解调门限，根据接收比特的对数似然比(Log-LikelihoodRatio,LLR)绝对值确定是否解调。第一类方法需要判断每个接收符号所在的区域来确定解调的比特，解调时计算复杂度较高，特别是采用高阶调制星座时，且已有文献未给出采用16以上阶数的调制时决策区域的划定方案；第二类方法则需要计算得到预设解调门限，该方法虽然解调时复杂度较低，但相关文献中均仅给出了调制阶数最高为16时的解调门限的计算方法，更高阶调制时则没有门限计算方案，限制了高阶调制星座的使用，相应也就限制了适应信道变化的能力。技术实现要素：本发明的目的在于结合无率纠错码，给出一种适用于高阶方型QAM调制下收端速率自适应方法，该方法不仅考虑了尽可能高效地利用信道，也考虑了译码复杂度的约束，是一种面向实际应用的方法。为了实现上述目的本发明采用如下技术方案：基于无率码和高阶QAM自适应解调的速率自适应方法，在发送端调制阶数不变的情况下，接收端采用多种解调模式，从一个接收符号中解调出不同数量的比特；具体步骤如下：(1)根据所采用的无率码的性能和码字中信息比特的长度，确定达到期望的译码误码性能时，译码器需要累积的互信息，简称累积互信息。(2)计算不同信噪比下各解调模式解调比特的平均互信息，根据译码器需要累积的互信息，得到不同信噪比时，各解调模式下对应的无率码译码码字长度。(3)根据译码复杂度约束，确定允许的译码码字长度的最大值。(4)根据步骤(2)中得到数据，按照各模式从高到低的优先级顺序，在译码码字长度不超过最大值的条件下决定不同信噪比时的解调模式。进一步，在实际应用时，将所述步骤(2)确定的不同信噪比下的解调模式和无率码译码码字长度制作为一个表格，在接收端根据当前的信噪比查表确定解调模式和无率码译码码字长度。在本发明的一具体实施中，所述多种解调模式是根据接收符号中每个比特的对数似然比值，删除对数似然比绝对值最小的2个比特、或删除对数似然比绝对值最小的4个比特、或删除对数似然比绝对值最小的6个比特、或不进行删除，将剩下的比特解调并送入译码器的缓存器中，构成多种解调模式。在译码过程中，当缓存器中比特数量达到译码码字长度，也即互信息积累到要求值时，译码器开始无率码的译码。所述发送端的调制采用方型M-QAM调制，方型M-QAM调制可等效为两个相互正交的阶的脉冲幅度调制，同相分量和正交分量携带相同数量的信息比特。在信道状态条件不好的情况下，只解调接收符号中的部分比特，而未解调的比特视为删除。进一步，删除的规则是，当接收符号的同相分量值位于比特bi的删除区域时，比特bi将被删除，此时比特bi条件下的接收符号同相分量的概率密度函数就退化为无条件概率密度函数；否则，bi未删除时则为原来的条件概率密度函数；对于正交分量同理。在上述方案中，所述无率码译码码字长度是发送端发送符号数的2n倍，n为常数，在本发明实施例中n取值为1,2,3,4。且累积互信息是平均比特互信息与无率码译码码字长度的乘积。相比较由发送端实现的速率自适应系统，本发明中的自适应方法的发送端的调制和编码方案可固定，发送端的实现复杂度明显降低，同时也避免了信道状态信息的反馈，不仅降低了系统复杂度和反馈开销，还避免了信道信息反馈的延时带来的信道状态信息滞后和不准确问题；相比较现有的自适应解调方案，本发明中使用的QAM星座的阶数不受限制；不同信噪比时的调制模式的选择、译码码字的长度等只需要计算一次，可以表格的方式存储起来，通信过程中，只需要查表获得相应的参数即可，解调时只需要计算各比特的对数似然比，计算复杂度低。附图说明图1为256-QAM格雷映射星座图；图2为Es/N0为6dB和12dB时，每个符号中8个比特的LLR绝对值随接收符号值变化的曲线图；图3为各比特的平均互信息与Es/N0之间的关系；图4为Es/N0等于12dB时，各比特的LLR绝对值与rI之间的关系(图中标出各比特交点对应的横坐标值)；图5为4种解调模式平均比特互信息及平均符号互信息与Es/N0之间的关系图；图6为信息经Raptor码编码后，采用256-QAM，在复AWGN信道中传输，接收端采用4种解调模式(A、B、C、D)译码后的误码性能；图7为以WER＝10-4为目标时本文方案误字率的仿真结果；图8为不同信噪比时的频谱效率(以WER＝10-4为目标)。具体实施方式结合附图对本发明做以下分析。在自适应解调中，根据每个比特的对数似然比LLR来决定是否解调或删除。设bi为调制符号s中的第i个比特。接收端在接收到叠加了信道噪声的调制符号，即接收符号r后，bi的LLR可由下式计算L(bi,k|rk)=lnp(rk|bi,k=0)p(rk|bi,k=1)---(1)]]>其中p(·)表示概率密度函数。LLR的绝对值表示bi的判决可信度，其值越高，作出正确判决的可能性也越高。方型M-QAM调制可等效为两个相互正交的阶的脉冲幅度调制(PulseAmplitudeModulation,PAM)，同相分量和正交分量携带相同数量的信息比特。如采用图1所示的格雷映射256-QAM星座时，每个调制符号s中包含{b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7,b8}8个比特，其中b1～b4决定调制符号的同相分量sI，b5～b8决定调制符号的正交分量sQ，s＝sI+jsQ。256-QAM符号相当于两个相互正交的16-PAM符号的合成。经过信道传输后，接收符号r为r＝s+n＝rI+jrQ(2)其中，n＝nI+jnQ为复高斯白噪声，nI为复高斯白噪声的同相分量，nQ为复高斯白噪声的正交分量，nI和nQ相互独立，均是均值为0、方差为N0/2的高斯随机变量，N0/2为双边功率谱密度；rI＝nI+sI和rQ＝nQ+sQ为接收符号的同相分量和正交分量，相互独立。每个符号中b1～b4的LLR仅由rI决定，而b5～b8则由rQ决定。在先验等概的条件下，符号中各比特的LLR的计算公式为L(bi|r)=lnΣj∈Si01πN0exp(-|rI-sI,j|2N0)Σj∈Si11πN0exp(-|rI-sI,j|2N0),i=1,2,3,4Σj∈Si01πN0exp(-|rQ-sQ,j|2N0)Σj∈Si11πN0exp(-|rQ-sQ,j|2N0),i=5,6,7,8---(3)]]>其中和分别表示星座图中对应第i比特为0和1的所有星座点的集合，sI,j和sQ,j分别表示第j个星座点sj的同相和正交分量。各比特似然比值不同是由于不同比特与星座点间不同的映射关系引起的，不同的星座映射关系也导致接收符号中每个比特的互信息也不同。下面对各比特的互信息进行分析。256-QAM星座点关于I轴和Q轴相互对称，接收符号的同相分量和正交分量相互独立，b1～b4的互信息完全取决于接收符号的同相分量rI，b5～b8的互信息完全取决于接收符号的正交分量rQ。由于计算方法和结果完全相同，因此这里只对b1～b4的互信息进行分析。对256-QAM，各比特的互信息的计算可简化为16-PAM符号比特互信息的计算。比特bi(i＝1,2,3,4)与接收符号rI分量之间的平均互信息I(bi；rI)为I(bi；rI)＝h(rI)-h(rI|bi)(4)其中h(rI)为rI的熵，h(rI|bi)为bi条件下rI的条件熵。h(rI)的计算公式为h(rI)=-∫-∞∞p(rI)·log2p(rI)drI---(5)]]>其中p(rI)为rI的概率密度函数。在先验等概的条件下，h(rI|bi)条件熵计算公式为h(rI|bi)=P(bi=0)h(rI|bi=0)+P(bi=1)h(rI|bi=1)=-12(∫-∞+∞p(rI|bi=0)log2p(rI|bi=0)drI+∫-∞+∞p(rI|bi=1)log2p(rI|bi=1)drI)---(6)]]>其中P(·)表示概率，p(rI|bi＝0)和p(rI|bi＝1)分别为比特bi为0、1条件下rI的条件概率密度函数。上两式中概率密度函数的表达式为p(rI)=116·1πN0Σj=116exp(-(rI-sI,j)22N0)]]>p(rI|bi=0)=18·1πN0Σj∈Si0exp(-(rI-sI,j)22N0)---(7)]]>p(rI|bi=1)=18·1πN0Σj∈Si1exp(-(rI-sI,j)22N0)]]>联合式(4)～(7)可求出符号中b1、b2、b3、b4比特的平均互信息，类似也可以求出b5～b8的平均互信息，只需将式中的rI、sI,j分别替换为rQ、sQ,j即可。为简便起见，将第i比特的平均互信息I(bi；r)简记为I(bi)。同一接收符号中各比特的似然比随信噪比和接收符号值变化，平均互信息量也随信噪比变化，且各个比特并不相同(如图2所示)。如果所有的比特都解调进入信道编码的译码器进行译码，在获得要求的误码性能的条件下，码字长度会随着信噪比的下降而增大，在低信噪比下码字长度会很长。由于编码的译码复杂度与码字长度成正比，因此低信噪比下会导致非常大的译码复杂度。经过以上分析，本发明考虑在发送端调制阶数不变的情况下，接收端根据接收信噪比，选择删除符号中互信息很小的部分比特，在总互信息基本不损失的条件下，提高解调后进入译码器的比特平均互信息，这样可缩短译码的码字长度，降低译码复杂度。根据调制符号中各个比特的对数似然比、平均互信息与信噪比、接收信号值间的关系，本发明给出一种高阶方形QAM调制星座和无率纠错码的速率自适应算法。以256-QAM调制为例，解调器有4种解调模式，记为解调模式A、B、C、D。令解调模式A：8个比特全部解调；解调模式B：根据每个比特的似然比，分别删除同相分量和正交分量中似然比绝对值最小的1个比特，解调6个比特；解调模式C(D)：与解调模式B类似，分别删除同相分量和正交分量中似然比绝对值最小的2(3)个比特，解调4(2)个比特。记bi(i＝1,2,3,4)比特的解调区域为Zi，即当rI处于该区域中时bi解调，而处于删除区域时bi删除，Zi和互补。根据图4，可求出4种解调模式下各比特的解调区域。需要注意的是，各比特的LLR是随信噪比变化的，因此各比特LLR曲线的交点，也就是解调区域的边界点是随信噪比变化的。这些交点可以通过计算得到。在信道状态条件不好的情况下，可只解调接收符号中的部分比特，而未解调的比特视为删除。比特删除并不影响接收符号的熵(由式(4)计算得到)，但影响比特已知条件下的条件熵。由于条件熵与条件概率密度函数有关，因此先对存在比特删除时接收符号同相分量的条件概率密度函数进行推导，正交分量的推导过程和结果完全相同。当接收符号的同相分量值位于bi的删除区域时，bi将被删除，bi条件下的接收符号同相分量的概率密度函数就退化为无条件概率密度函数。否则，bi未删除时则为原来的条件概率密度函数。因此，在整个取值范围内，同相分量完整的条件概率密度函数由原来的条件概率密度函数和无条件概率密度函数两部分组成，并需要进行归一化处理，即pd(rI|bi=0)=α·p(rI),rI∈Z‾iα·p(rI|bi=0),rI∈Zi---(8)]]>pd(rI|bi=1)=β·p(rI),rI∈Z‾iβ·p(rI|b=1),rI∈Zi---(9)]]>其中pd(rI|bi＝0)、pd(rI|bi＝1)分别为删除情况下比特bi为0、1时rI的条件概率密度函数。α，β为归一化因子，表达式为α=1∫rI∈Zip(rI|bi=0)drI+∫rI∈Z‾ip(rI)drI---(10)]]>β=1∫rI∈Zip(rI|bi=1)drI+∫rI∈Z‾ip(rI)drI---(11)]]>将式(11)、(12)代入式(6)得bi条件下rI的条件熵为h(rI|x=bi)=-12∫rI∈Ziα·p(rI|bi=0)log2(α·p(rI|bi=0))drI+∫rI∈Z‾iα·p(rI)log2(α·p(rI))drI-12∫rI∈Ziβ·p(rI|bi=1)log2(β·p(rI|bi=1))drI+∫rI∈Z‾iβ·p(rI)log2(β·p(rI))drI---(12)]]>将式(5)和(12)代入式(4)可求出4种解调模式下各比特的平均互信息Id(bi；rI)。为简便起见，将删除处理后每个比特的平均互信息Id(bi；rI)简记为Id(bi)。发送符号的同相分量sI和接收符号同向分量rI之间的互信息I(sI；rI)是4个比特互信息之和I(sI;rI)=Σi=14Id(bi)---(13)]]>4种解调模式中每个符号同相分量分别解调出4、3、2、1个比特，平均比特互信息依次记为IbA、IbB、IbC、IbD，表达式分别为IbA=14I(sI;rI)=14Σi=14Id(bi)=14Σi=14I(bi)IbB=13I(sI;rI)=13Σi=14Id(bi)IbC=12I(sI;rI)=12Σi=14Id(bi)IbD=I(sI;rI)=Σi=14Id(bi)---(14)]]>根据各比特的解调区域(图4)的分析可知，解调模式C中b4比特固定删除，而解调模式D中b3、b4比特固定删除，因此这两种模式下平均比特互信息IbC、IbD又可改写为IbC=12Σi=13Id(bi)IbD=Σi=12Id(bi)---(15)]]>由于同相分量和正交分量的对称性，正交分量中的b5～b8的平均互信息与同相分量中b1～b4的平均互信息相同，4种解调模式下解调比特的平均比特互信息也完全相同。若达到期望的译码误码性能时，译码器对一个码字进行译码时需要累积的互信息总量为Iwm，m∈{A,B,C,D}表示解调模式，则进入译码器的译码码字长度Nbm应为Nbm=IwmIbm,m∈{A,B,C,D}---(16)]]>上式得到的比特数不一定恰好对应整数个调制符号，因此源端发送的符号数Nsm为其中，表示向上取整，解调模式A、B、C、D下k分别为8、6、4、2。相应译码码字长度Nbm调整为下面将结合附图，以256-QAM和Raptor码为例，对本发明作进一步的详细描述。其中，Raptor码的预编码为码率为0.95的(3,60)的规则LDPC码，输入信息比特长度K＝9500，中间编码信息比特长度M＝10000。弱化的LT码采用文献[TURK,FANP.AdaptivedemodulationforraptorcodedmultilevelmodulationschemesoverAWGNchannel[C].ProceedingsoftheIEEEGlobalCommunicationsConference(GLOBECOM),Anaheim,CA:IEEEPress,2012:4030-4035]中的度分布。图3给出了根据式(4)～(7)计算得到的256-QAM符号中8个比特的互信息随信噪比变化的曲线图。由图3可知，所有8个比特的互信息都随着信噪比的增大呈递增的趋势；而在相同信噪比下，符号中不同的比特的互信息是不同的，b1、b5比特的互信息最大，而b4、b8比特的互信息最小。且不同比特的互信息随信噪比的下降速度是不一样的。在高信噪比下，所有比特的可靠度都较高，都有较高的互信息。随着信噪比下降，b4、b8的互信息量下降最快，其次是b3、b7，再其次是b2、b6。例如，在信噪比低于10dB时，b4、b8中已基本没有互信息量，而在信噪比低于5dB时，b3、b7中的互信息量也已经很小。因此，可在发送端调制阶数不变的情况下，接收端根据接收信噪比，选择删除符号中互信息很小的部分比特，在总互信息基本不损失的条件下，提高解调后进入译码器的比特平均互信息，这样可缩短译码的码字长度，降低译码复杂度。图4给出了各比特的LLR绝对值与rI之间的关系，图中e1～e7、f1～f3、g表示比特LLR绝对值曲线的交点。各比特的LLR绝对值是随信噪比变化的，因此各比特LLR绝对值曲线的交点，也就是解调区域的边界点是随信噪比变化的。这些交点可以通过计算得到。在特定信噪比下，可得到比特bi确切的解调区域Zi，删除区域与Zi互补。图5给出了256-QAM四种解调模式平均比特互信息及平均符号互信息与信噪比之间关系图。由图5(a)可知，删除部分低可靠度的比特后，解调器解调输出比特的平均互信息增大，比特删除越多，平均比特互信息越大；随着信噪比的不断增大，解调模式D、C、B、A的平均比特互信息依次趋近于1bit，可见比特删除越多，比特的可靠度增加越快，但最终都趋于平稳。解调模式A、B、C、D的比特删除比例依次为0、0.25、0.5、0.75，每符号解调的比特数分别为8、6、4和2比特。可见，删除比例越高，平均比特互信息越大。由图5(b)可知，解调器输出符号的平均互信息随信噪比的增大而增大，但解调模式A、B、C、D的平均符号互信息最终趋于一稳定值，依次为8bit/symbol、6bit/symbol、4bit/symbol和2bit/symbol，解调模式B、C、D频谱效率分别与64-QAM、16-QAM、QPSK相同，可见通过删除低可靠度的比特，可在较高信噪比下获得与频谱效率等效调制的最大平均符号互信息。图6为接收端进入译码器的比特长度N固定为19000时，4种解调模式的误比特率(BitErrorRate,BER)和误字率(WordErrorRate,WER)的仿真结果。4种解调模式下的频谱效率分别为4bit/s/Hz、3bit/s/Hz、2bit/s/Hz和1bit/s/Hz(已包含了编码)。可以看出，通过删除低可靠度的比特，可在较低信噪比下也有较好的误码性能。为确定不同信噪比下的解调模式和Raptor码译码码字长度，需要根据图6的仿真结果估计Raptor码的性能。我们以WER＝10-4为目标，估计4种解调模式在N＝19000时要求的信噪比，然后根据
发明内容中的推导方法得到该信噪比下4种解调模式的平均比特互信息。最后反推出译码器在获得10-4的误字率时需要的互信息总量Iwi，结果如表1所示。根据该结果，就可以由式(18)计算出不同信噪比时4种解调模式的译码码字长度，如表2所示。表1表2为控制译码复杂度，示例方案中限制译码码字长度不超过21000。根据该约束条件选择解调模式，并确定译码码字长度，如表2中斜体字所示。根据此表，在信噪比3～16dB间每间隔1dB进行了误字率的仿真，以验证方案是否符合设计要求。仿真时每个信噪比下仿真2×105个码字。仿真结果见表3，为比较方便，也将其示于图7。由仿真结果可知，各信噪比下译码后误字率在10-4左右波动，波动幅度很小，达到了要求的误码性能。表3图8给出本文的自适应解调方案在不同信噪比下获得的频谱效率，误码性能指标仍为WER＝10-4。观察图8发现当信噪比在7dB、11dB、14dB处频率效率的变化不连续，而在其他区域则是连续变化。这是因为这些信噪比是解调模式的切换点，比特删除较多的模式互信息的损失也相对较多，因此出现了频谱效率在解调模式切换时会有跳动的情况。可见，应用本发明提出的速率自适应方案，可在发送端不调整编码和调制方案的情况下，使频谱效率能随信道条件的变化而连续变化，充分利用信道的传输能力。当前第1页1 2 3