一种考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法与流程

本发明涉及OFDM系统领域，更具体地，涉及一种考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法。

背景技术：

随着科学技术的发展，人们对下一代宽带无线通信系统有着更高速率、更高稳定性、更高移动性的同时减少成本、减少功率消耗的要求。而为了满足高速率的要求，未来的技术发展将应用更高的载波频率和使用更高阶的信号星座图(例如64QAM)，这使得宽带无线通信系统对于系统的移动性和I/Q不平衡变得更加敏感，I/Q不平衡在直接变频接收机中体现得尤为明显。

除了I/Q不平衡，系统的移动性(多普勒效应)也破坏了每个OFDM符号子载波的正交性，引入inter-carrier干扰(ICI)。在更高速率、更高载波频率、更大OFDM块持续时间的情况下干扰变得更多且更严重。因此本发明针对系统的移动性和I/Q不平衡提出新的信道估计方法，并根据信道估计结果对信号进行相应的补偿，最后实现信号可靠性的提高。

为了减少前面提到的接收前端的I/Q不平衡，准确得估计相应的I/Q不平衡参数就至为重要，然而在多径衰落的情况下，I/Q不平衡参数受到信道冲激响应(channel impulse response-CIR)的影响，使得对I/Q不平衡参数的估计变成一个更加有挑战性的工作。

在设定信道的冲激响应h(n)在信号发送的过程中保持不变，则发送的OFDM信号s_m和接收到的信号y_m在去除循环前缀后之间的关系为y_m＝U_h*s_m+w_m，其中U_h表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵，h＝[h(0),...,h(L-1)]，L表示多径信道的长度。由于U_h是循环矩阵的关系，因此可以对U_h进行相应的一些变化：U_h＝F^H*G*F，其中F为DFT矩阵，而G则是一个对角矩阵，且diag(G)＝[g₁,g₂,...,g_N]^T与h(n)的DFT变换相同。

当考虑系统的移动性时，则信道的冲激响应h(n)在信号发送的过程中就不能保持不变了，这样导致相邻两个符号进入信道时信道的冲激响应的值不相同，再根据发送的OFDM信号s_m和接收到的信号y_m在去除循环前缀后之间的关系表示为y_m＝U_h*s_m+w_m，这时的U_h就不再是一个循环矩阵，此时再对U_h进行相应的变化：U_h＝F^H*G*F，这时的G不再是一个对角矩阵。

然而，G的形式跟多普勒效应有着直接的关系，当多普勒偏移不存在时，G的主对角线不为零，其他的次对角线为0，当加入多普勒偏移后，次对角线也不为零，且多普勒偏移越严重，不为0的次对角线的条数就越多，如果只对G的主对角线进行估计的话则最后通过补偿后的信号的误码率就会较大，正确估计主、次对角线上的数据后对其进行补偿则信号的误码率就会减少。

技术实现要素：

本发明的目的在于改进现有技术忽略多普勒效应对信道的影响，综合多普勒效应、发送端和接收端的I/Q不平衡影响来实现对多径信道比较准确的估计。

为实现以上发明目的，采用的技术方案是：

一种考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法，包括以下步骤：

S1.设多径信道发送端的输入信号为s_m，接收端对接收到的信号去除循环前缀后的输出信号为r_m，则输入信号和输出信号之间的关系表示为：

r_m＝(u_tu_rU_h+v_t*v_rU_h*)s_m+(v_tu_rU_h+u_t*v_rU_h*)s_m*+w_m (1)

由于U_h＝F^H*G*F，式(1)进一步表示为：

r_m＝(u_tu_rF^H×G×F+v_t*v_rF^H×G×F*)s_m+(v_tu_rF^H×G×F+u_t*v_rF^H×G×F*)s_m*+w_m (2)

其中，*表示数值或矩阵的共轭，H表示矩阵的共轭转置；u_t、v_t表示发送端发送的过程中加入的I/Q不平衡参数，u_r、v_r表示接收端接收的过程中加入的I/Q不平衡参数，U_h表示表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵；F为DFT矩阵，G为包含三对角线的矩阵；w_m为传输过程中引入的高斯白噪声；

S2.将矩阵G进行拆解：

其中

S3.将F^H×B₁×F、F^H×B₂×F近似为单位阵，则式(2)可进一步表示为：

r_m＝[k₁(U_h1+U_h+U_h2)+k₂(U_h1+U_h+U_h2)*]p+[k₃(U_h1+U_h+U_h2)+k₄(U_h1+U_h+U_h2)*]p*+w_m

其中，k₁＝u_tu_r，k₂＝v_t*v_r，k₃＝v_tu_r，k₄＝u_t*v_r，U_h1＝F^H×H₁×F，U_h＝F^H×G₀×F，U_h2＝F^H×H₂×F；

由于U_h1、U_h、U_h2均为循环矩阵，则存在U_h×p＝P×h，其中p表示r_m，h表示信道参数[h(0),...,h(L-1)]，L表示多径信道的长度；P表示序文向量p＝[p₀,p₁,...,p_N]^T，N为序文向量的长度，则r_m可进一步表示为：

r_m＝P(k₁h₁+k₂h₁*)+P*(k₃h₁*+k₄h₁*)+P(k₁h+k₂h*)+P*(k₃h+k₄h*)+P(k₁h₂+k₂h₂*)+P*(k₃h₂+k₄h₂*)+w_m

S4.构造矩阵Pre＝[P P*P P*P P*]，设c＝[c₁^T c₂^T c₃^T c₄^T c₅^T c₆^T]^T，其中c₁＝k₁h₁+k₂h₁*；c₂＝k₃h₁+k₄h₁*；c₃＝k₁h+k₂h*；c₄＝k₃h+k₄h*；c₅＝k₁h₂+k₂h₂*；c₆＝k₃h₂+k₄h₂*；

则r_m可表示为：r_m＝Pre×c+w_m，由基于交替最小二乘法可得：

c＝(Pre^H×Pre)^-1×Pre^H×r_m；

S5.定义K＝[k₁,k₂,k₃,k₄]^T,设令c＝H×K+w_m，根据基于交替最小二乘法可得K的估计值：K_ls＝(H^H×H)^-1×H^H×c；

S6.将c₁＝k₁h₁+k₂h₁*的实部和虚部分离出来：

Re(c₁)＝[Re(k₁)+Re(k₂)]×Re(h₁)+[Im(k₁)-Im(k₂)]×Im(h₁)；

Im(c₁)＝[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h₁)+[Re(k₁)+Re(k₂)]×Im(h₁)；

同理可得c₂、c₃、c₄、c₅、c₆的表达式，则矩阵C可表示为：

C＝[Re(c₁)^T Im(c₁)^T Re(c₂)^T Im(c₂)^T Re(c₃)^T Im(c₃)^T Re(c₄)^T Im(c₄)^T Re(c₅)^TIm(c₅)^T Re(c₆)^T Im(c₆)^T]^T；

S7.令H_Ls＝[Re(h₁) Im(h₁) Re(h) Im(h) Re(h₂) Im(h₂)]^T；

将步骤S5获得的K_ls经过实虚部分离后得到K_LS表示如下：

S8.则表达式c＝H×K+W_m可表达为C＝H_Ls×K_Ls+w_m，根据基于交替最小二乘法可得：H_Ls＝(K_Ls^T×K_Ls)^-1×K_Ls^T×C；

S9.根据求解得到的H_Ls实现对信道参数h₁、h、h₂的估计。

优选地，在估计得到信道参数h₁、h、h₂后，根据信道参数h₁、h、h₂对信号进行相应的补偿。

优选地，所述u_t＝cosθ_t+jα_tsinθ_t，v_t＝α_tcosθ_t+jsinθ_t。

优选地，所述u_r＝cosθ_r-jα_rsinθ_r，v_r＝α_rcosθ_r+jsinθ_r。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提供的信道估计方法将信道的多普勒效应与IQ不平衡考虑在内，并利用基于交替最小二乘法对信道的参数进行估计，在进行估计的过程中，对矩阵G的估计是考虑到其主、次对角线上的数据的，因此估计结果与实际的结果是非常接近的，本发明提供的方法能够以较高的准确性来对信道实质的参数进行估计。

附图说明

图1为不同多普勒频偏效应下的误码率示意图。

图2为原始信号经过调制后、进入信道和经过信道均衡后的星座图。

图3为实验的结果示意图。

图4为OFDM工作的流程图。

图5为信道估计的流程图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。

实施例1

如图4所示，OFDM系统在进行数据的发送与接收时，一般包括以下步骤：

S1.随机生成序文，将生成的序文进行16QAM调制得到调制信号；

S2.将调制后的信号进行IFFT变换，经过变换的信号升频至2.4GHz，在升频的过程加入发送端的I/Q不平衡参数u_t、v_t；(u_t＝cosθ_t+jα_tsinθ_t，v_t＝α_tcosθ_t+jsinθ_t)

S3.生成多径信道，然后将升频后的信号接入信道得到输出信号，设多径信道的长度为9，控制信道的多普勒频偏为0Hz—100Hz测量在多个值下的情况；

S4.将从信道出来的信号降频，在降频过程中加入接收端的I/Q不平衡参数u_r、v_r，(u_r＝cosθ_r-jα_rsinθ_r，v_r＝α_rcosθ_r+jsinθ_r)，再将信号进行FFT变换。其中，图1为不同多普勒频偏效应下的误码率示意图。图2为原始信号经过调制后、进入信道和经过信道均衡后的星座图。

因此，要进行信道估计获得信道实际上的信道参数时，则必需知道u_t、v_t、u_r、v_r、发送端的输入信号s_m、接收端的输出信号r_m。

在以上基础上，如图5所示，本发明提供的方法主要包括以下步骤：

第一步、设多径信道发送端的输入信号为s_m，接收端对接收到的信号去除循环前缀后的输出信号为r_m，则输入信号和输出信号之间的关系表示为：

r_m＝(u_tu_rU_h+v_t*v_rU_h*)s_m+(v_tu_rU_h+u_t*v_rU_h*)s_m*+w_m (1)

由于U_h＝F^H*G*F，式(1)进一步表示为：

r_m＝(u_tu_rF^H×G×F+v_t*v_rF^H×G×F*)s_m+(v_tu_rF^H×G×F+u_t*v_rF^H×G×F*)s_m*+w_m (2)

其中，*表示数值或矩阵的共轭，H表示矩阵的共轭转置；u_t、v_t表示发送端发送的过程中加入的I/Q不平衡参数，u_r、v_r表示接收端接收的过程中加入的I/Q不平衡参数，U_h表示表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵；F为DFT矩阵，G为包含三对角线的矩阵；w_m为传输过程中引入的高斯白噪声；

第二步、将矩阵G进行拆解：

其中

第三步、将F^H×B₁×F、F^H×B₂×F近似为单位阵，则式(2)可进一步表示为：

r_m＝[k₁(U_h1+U_h+U_h2)+k₂(U_h1+U_h+U_h2)*]p+[k₃(U_h1+U_h+U_h2)+k₄(U_h1+U_h+U_h2)*]p*+w_m

其中，k₁＝u_tu_r，k₂＝v_t*v_r，k₃＝v_tu_r，k₄＝u_t*v_r，U_h1＝F^H×H₁×F，U_h＝F^H×G₀×F，U_h2＝F^H×H₂×F；

由于U_h1、U_h、U_h2均为循环矩阵，则存在U_h×p＝P×h，其中p表示r_m，h表示信道参数[h(0),...,h(L-1)]，L表示多径信道的长度；P表示序文向量p＝[p₀,p₁,...,p_N]^T，N为序文向量的长度，则r_m可进一步表示为：

r_m＝P(k₁h₁+k₂h₁*)+P*(k₃h₁*+k₄h₁*)+P(k₁h+k₂h*)+P*(k₃h+k₄h*)+P(k₁h₂+k₂h₂*)+P*(k₃h₂+k₄h₂*)+w_m

第四步、构造矩阵Pre＝[P P*P P*P P*]，设c＝[c₁^T c₂^T c₃^T c₄^T c₅^T c₆^T]^T，其中c₁＝k₁h₁+k₂h₁*；c₂＝k₃h₁+k₄h₁*；c₃＝k₁h+k₂h*；c₄＝k₃h+k₄h*；c₅＝k₁h₂+k₂h₂*；c₆＝k₃h₂+k₄h₂*；

则r_m可表示为：r_m＝Pre×c+w_m，由基于交替最小二乘法可得：

c＝(Pre^H×Pre)^-1×Pre^H×r_m；

第五步、定义K＝[k₁,k₂,k₃,k₄]^T,设

令c＝H×K+w_m；

根据基于交替最小二乘法可得K的估计值：K_ls＝(H^H×H)^-1×H^H×c；

第六步、将c₁＝k₁h₁+k₂h₁*的实部和虚部分离出来：

Re(c₁)＝[Re(k₁)+Re(k₂)]×Re(h₁)+[Im(k₁)-Im(k₂)]×Im(h₁)；

Im(c₁)＝[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h₁)+[Re(k₁)+Re(k₂)]×Im(h₁)；

同理可得c₂、c₃、c₄、c₅、c₆的表达式，则矩阵C可表示为：

C＝[Re(c₁)^T Im(c₁)^T Re(c₂)^T Im(c₂)^T Re(c₃)^T Im(c₃)^T Re(c₄)^T Im(c₄)^T Re(c₅)^TIm(c₅)^T Re(c₆)^T Im(c₆)^T]^T；

第七步、令H_Ls＝[Re(h₁) Im(h₁) Re(h) Im(h) Re(h₂) Im(h₂)]^T；

将步骤S5获得的K_ls经过实虚部分离后得到K_LS表示如下：

第八步、则表达式c＝H×K+W_m可表达为C＝H_Ls×K_Ls+w_m，根据基于交替最小二乘法可得：H_Ls＝(K_Ls^T×K_Ls)^-1×K_Ls^T×C；

第九步、根据求解得到的H_Ls实现对信道参数h₁、h、h₂的估计。

上述方案中，本发明提供的信道估计方法将信道的多普勒效应与IQ不平衡考虑在内，并利用基于交替最小二乘法对信道的参数进行估计，在进行估计的过程中，对矩阵G的估计是考虑到其主、次对角线上的数据的，因此估计结果与实际的结果是非常接近的，本发明提供的方法能够以较高的准确性来对信道实质的参数进行估计。

实施例2

本实施例在实施例1的基础上，进行了具体的仿真实验，图3为实验的结果示意图。如图3所示，当对矩阵G进行估计时，若只对其主对角线进行估计，那么得出的信道参数用于平衡信道后，信号的误码率是低于对主、次对角线估计得到的信道参数补偿后的误码率的。因此本发明提供的方法能够起到改善信道误码率的效果。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。