本发明涉及无线通信领域，更具体地，涉及一种IQ与4通道TIADC联合失 真盲估计与修正方法。
背景技术：
在当今许多应用中，例如无线通信、雷达和电子战等，模数转换器 (Analog-to-Digital Converters,ADC)是很关键的技术。因为数字信号处理 相对模拟信号处理提供更大的灵活性，计算能力，再现性，速度和准确性。这些 系统的共同趋势是要求更高的数据速率，更大的处理带宽(BW)和更高的分辨率。 然而ADC的分辨率和采样速率是一对矛盾体，最高分辨率受限于它的采样速率， 高分辨率要求较长的转换时间，而高采样速率要求较短的转换时间。根据目前的 IC设计工艺，要实现高分辨率与高采样速率，我们需要探索一种新结构和新方 法的ADC。一种实现高分辨率与超高速采样的重要方法是利用时间交织结构的 ADC。
这种多通道时间交织模数转换器是利用M片有着相同采样率FS的单个ADC， 采用并行结构，每片ADC以相隔1/(M*FS)的时间进行交织采样，使得整个系 统采样率达到单个ADC的M倍。此外，在接收机中，特别是高频信号的接收期 间，通常在ADC数字化前，由接收机电路执行频率转换，将高频信号降频转换到 基带，即需要下变频操作。因此，接收机中通常使用IQ下变频阶段后，I分支和 Q分支再分别连接TI-ADCs。由于制造工艺本身固有的缺点，每一片ADC不可能 完全一样，I分支和Q分支也不可能完全一样，所以必然会使IQ与TIADC系统 存在失配误差，从而严重影响了系统的无杂质动态范围(SFDR)和降低了整个系统 的信噪比。
通常，接收机中通信复合信号具有循环特性，但是失配的IQ和TIADC破环 了信号的循环性，使得实际输出信号中存在其他频率成分，限制了系统的无杂质 动态范围。本发明公开了一种IQ与4通道TIADC联合失真盲估计与修正方法， 不需要任何参考信号，计算简单，提高系统的无杂质动态范围。本发明的发现和 结果有助于增加模拟带宽和ADC系统的转换速率，而不会损失转换精度。
技术实现要素：
本发明提供一种实用、可靠、广泛的IQ与4通道TIADC联合失真盲估计与 修正方法，该方法。
为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：
一种IQ与4通道TIADC联合失真盲估计与修正方法，包括以下步骤：
S1：让接收机信号xRF(t)通过I/Q下变频后再经过4TIADC系统进行采样， 采样周期N＝4，x(n)带宽限制在pi以内，xRF(t)通过I/Q下变频后输出xI(t)和 xQ(t)，经过4TIADC后输出分别为x4I(t)和x4Q(t)，则系统总输出为 x4(t)＝x4I(t)+jx4Q(t)，其中，下变频I分支的冲激响应为gI(t)，下变频Q分支 的冲激响应为gQ(t)，8个ADC的冲激响应为：
g0(t)、g1(t)、g2(t)、g3(t),g4(t)、g5(t)、g6(t)、g7(t)；
S2：对输出信号X4(jΩ)频谱的第一奈奎斯特区域分析发现，存在8种频谱， 分别是K0(jΩ),K1(jΩ),K2(jΩ),K3(jΩ),K4(jΩ),K5(jΩ),K6(jΩ),K7(jΩ)，其 中，K0(jΩ)是理想基本分量Z(jΩ)的线性失真，其余Kn(jΩ)为频率响应失真分 量；
S3：通过对各个频率响应联合失真构造镜像对，采用级联的方式，依次对
K4(jΩ),K2(jΩ),K5(jΩ),K3(jΩ),K7(jΩ),K6(jΩ),K1(jΩ)进行估计与修正。
进一步地，所述步骤S3中对k4(t)进行校正的过程是：
首先，以因子2对x4(t)进行上采样，输出采样结果y4up(t)；然后将y4up(t)经 过通带为的带通滤波器h4BP，带通滤波器输出y4a(t)；再将上采样结 果y4up(t)乘以进行频移得到y4m(t)，y4m(t)经过带通滤波器h4BP后输出结果 为y4b(t)，将y4b(t)取共轭后与y4a(t)相加得到iTI4，这样就构建了具有镜像对的误 差识别信号iTI4，为
将iTI4输入基于循环性的镜像频率干扰修正算法模块中，使y4m(t)经过由iTI4控制的滤波器w5后得到以因子2对进行下采样，得到频率失真的估 计值利用x4(t)减去得到频率失真修正后的输出结果y4(t)， 频率失真修正后的输出信号
进一步地，所述步骤S3中对k2(t)进行校正的过程是：
首先，以因子2对y4(t)进行上采样，输出采样结果y2up(t)；然后将y2up(t)乘 以进行频移得到y2m(t)，经过通带为[-Ωs/2,0]的带通滤波器， 带通滤波器输出y2b(t)，此时构建了并进行了频移。再将上采样结果 y2up(t)乘以进行频移得到y2n(t)，y2n(t)经过带通滤波器后输出结果为y2a(t)， 此时构建了K2(jΩ)的频移。最后将y2a(t)取共轭后与y2b(t)相加得到iTI2，使 的频移和K2(jΩ)的频移构成镜像对。这样就构建了误差识别信号iTI2， 为：
将iTI2输入基于循环性的镜像频率干扰修正算法模块中,使y2m(t)经过由 iTI2控制的滤波器w2后得到以因子2对进行下采样，得到频率失真 k2(t)的估计值此时完成估计步骤。利用y4(t)减去得到频率失真 k2(t)修正后的输出结果y2(t),此时完成补偿步骤。最终，频率失真k2(t)修正后 的输出信号
进一步地，所述步骤S3中对k5(t)进行校正的过程是：
将y2(t)乘上进行频移，得到iIT5，表达式为此时，K5(jΩ)频移后频谱和K0(jΩ)频移后的频谱为一对镜像对。所以，这里 可以再次使用基于循环性的镜像频率干扰修正算法，将iIT5输入到该算法模块中， 使经过滤波器w5，输出值乘以得到频率失真k5(t)的估计值利 用y2(t)减去得到频率失真补偿k5(t)后的输出结果y5(t)，表达式为
进一步地，所述步骤S3中对k3(t)进行校正的过程是：
将y5(t)乘上进行频移再取共轭后得到iIT3(t)，表达式为 使iIT3(t)经过滤波器w3，输出值乘以得到频率失 真k3(t)的估计值此时完成的估计步骤；利用输入信号y5(t)减去得到频率失真k3(t)修正后的输出结果y3(t)，此时完成的补偿步骤。
进一步地，所述步骤S3中对k7(t)进行校正的过程是：
与k3(t)的矫正过程类似，先频移后频移构建具有镜像 对的误差识别信号完成频率失真补偿k7(t)后的输出结果 y7(t)，表达式为
进一步地，所述步骤S3中对k6(t)进行校正的过程是：
与k2(t)的矫正过程类似，产生误差识别信号：
频率失真k6(t)修正后的输出信号
进一步地，所述步骤S3中对k6(t)进行校正的过程是：
K1(jΩ)和K0(jΩ)为镜像对，为了识别IQ失真信号k1(t)，将具有k1(t)镜像 对的y6(t)输入到基于循环性的镜像频率干扰修正算法模块中，k1(t)失真修正后 信号输出为
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
本发明IQ联合多通道TIADC不仅可以提高采样数率和保持高的分辨率，还 可以数字化更大带宽的信号。但是由于模拟器件的频率响应失配，在增加的频 带中产生各种杂散分量，限制了系统的无杂质动态范围(SFDR)。本发明对失真 成分通过数字信号处理(DSP)构建镜像对，再使用基于二阶统计的循环性的镜 像频率干扰修正算法进行估计和补偿，不需要任何参考信号，计算简单，补偿效 果好。
附图说明
图1为四通道IQ-TIC频率联合失真结构；
图2为四通道IQ-TIC频率联合失真级联修正示意图；
图3为四通道IQ-TIC的k4(t)失真修正模型结构图；
图4为四通道IQ-TIC的k2(t)失真修正模型结构图；
图5为四通道IQ-TIC的k5(t)失真修正模型结构图；
图6为四通道IQ-TIC的k3(t)失真修正模型结构图；
图7为四通道IQ-TIC的k7(t)失真修正模型结构图；
图8为四通道IQ-TIC的k6(t)失真修正模型结构图；
图9为四通道IQ-TIC的k1(t)失真修正模型结构图；
图10为四通道IQ-TIC的频率联合失真修正实现流程图；
图11为k4(t)失真修正实现流程图；
图12为k5(t)失真修正实现流程图；
图13为k1(t)失真修正实现流程图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实 际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理 解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
一种IQ与4通道TIADC联合失真盲估计与修正方法，包括以下步骤：
1.由图1可知，让接收机信号xRF(t)通过I/Q下变频后再经过4TIADC系统 进行采样，采样周期N＝4。x(n)带宽限制在pi以内。xRF(t)通过I/Q下变频后 输出xI(t)和xQ(t)，经过4TIADC后输出分别为x4I(t)和x4Q(t)，则系统总输出为 x4(t)＝x4I(t)+jx4Q(t)。其中，下变频I分支的冲激响应为gI(t)，下变频Q分支 的冲激响应为gQ(t)，8个ADC的冲激响应为g0(t)、g1(t)、g2(t)、g3(t),g4(t)、g5(t)、 g6(t)、g7(t)。
2.对输出信号X4(jΩ)频谱的第一奈奎斯特区域分析发现，存在8种频谱， 分别是K0(jΩ),K1(jΩ),K2(jΩ),K3(jΩ),K4(jΩ),K5(jΩ),K6(jΩ),K7(jΩ)。其 中，K0(jΩ)是理想基本分量Z(jΩ)的线性失真，其余Kn(jΩ)为频率响应失真 分量。
3.通过对各个频率响应联合失真构造镜像对，采用级联的方式，依次对
K4(jΩ),K2(jΩ),K5(jΩ),K3(jΩ),K7(jΩ),K6(jΩ),K1(jΩ)进行估计与修正。 注意，这里对各个频率响应联合失真修正的顺序没有特别的要求，这里只是选择 其中的一种。
4.对k4(t)进行校正。K0(jΩ)和K4(jΩ)不是镜像对，则需要对信号x4(t)进 行变换。变换过程图5所示，具体过程为：首先，以因子2对x4(t)进行上采样， 输出采样结果y4up(t)；然后将y4up(t)经过通带为的带通滤波器h4BP， 带通滤波器输出y4a(t)；再将上采样结果y4up(t)乘以进行频移得到y4m(t)， y4m(t)经过带通滤波器h4BP后输出结果为y4b(t)，将y4b(t)取共轭后与y4a(t)相加得 到iTI4，这样就构建了具有镜像对的误差识别信号iTI4，为
将iTI4输入基于循环性的镜像频率干扰修正算法模块中。使y4m(t)经过由iTI4控制的滤波器w5后得到以因子2对进行下采样，得到频率失真的估 计值利用x4(t)减去得到频率失真修正后的输出结果y4(t)。 频率失真修正后的输出信号
5.对k2(t)进行校正。K2(jΩ)和K0(jΩ)不是镜像对，则需要对输入信号 y4(t)进行变换，构造镜像对。变换过程如图6所示，具体过程为：首先，以因 子2对y4(t)进行上采样，输出采样结果y2up(t)；然后将y2up(t)乘以进行频移得到y2m(t)，经过通带为[-Ωs/2,0]的带通滤波器，带通滤波器输出 y2b(t)，此时构建了并进行了频移。再将上采样结果y2up(t)乘以进 行频移得到y2n(t)，y2n(t)经过带通滤波器后输出结果为y2a(t)，此时构建K2(jΩ)的 频移。最后将y2a(t)取共轭后与y2b(t)相加得到iTI2，使的频移K2(jΩ)的 频移构成镜像对。这样就构建了误差识别信号iTI2，为：
将iTI2输入基于循环性的镜像频率干扰修正算法模块中,使y2m(t)经过由 iTI2控制的滤波器w2后得到以因子2对进行下采样，得到频率失真 k2(t)的估计值此时完成估计步骤。利用y4(t)减去得到频率失真 k2(t)修正后的输出结果y2(t),此时完成补偿步骤。最终，频率失真k2(t)修正后 的输出信号
6.对k5(t)进行校正。K5(jΩ)和K0(jΩ)不是镜像对，则需要对信号y2(t)进行 变换，构造镜像对。变换过程如下图7所示.将y2(t)乘上进行频移，得 到iIT5，表达式为此时，K5(jΩ)频移后频谱和K0(jΩ)频 移后的频谱为一对镜像对。所以，这里可以再次使用基于循环性的镜像频率干扰 修正算法，将iIT5输入到该算法模块中，使经过滤波器w5，输出值乘以 得到频率失真k5(t)的估计值利用y2(t)减去得到频率失真 补偿k5(t)后的输出结果y5(t)，表达式为
7.对k3(t)进行校正。K3(jΩ)和K0(jΩ)不是镜像对，则需要对输入信号y5(t) 进行变换，构造镜像对。变换过程如下图8所示。将y5(t)乘上进行频移 再取共轭后得到iIT3(t)，表达式为使iIT3(t)经过滤波器w3， 输出值乘以得到频率失真k3(t)的估计值此时完成的估计步骤。 利用输入信号y5(t)减去得到频率失真k3(t)修正后的输出结果y3(t)，此时 完成的补偿步骤。
8.对k7(t)进行校正。K7(jΩ)和K0(jΩ)不是镜像对，则需要对信号y3(t)进 行变换，构造镜像对。变换过程和k3(t)相似，如图9所示，只是先频移后频移构建具有镜像对的误差识别信号完成频 率失真补偿k7(t)后的输出结果y7(t)，表达式为
9.对k6(t)进行校正。K6(jΩ)和K0(jΩ)不是镜像对，则需要对信号y7(t)进 行变换，构造镜像对。变换过程和k2(t)相似，这里不再重复阐述，如下图10所 示。产生误差识别信号最终，频率失真k6(t)修正后的输出信号
10.对k1(t)进行校正。K1(jΩ)和K0(jΩ)为镜像对，为了识别IQ失真信号 k1(t)，可将具有k1(t)镜像对的y6(t)输入到基于循环性的镜像频率干扰修正算法 模块中.k1(t)失真修正后信号输出为
如图1所示，这是本发明的联合I/Q时间交织转化器(IQ-TIC)结构示意图，输入信号分别进入I分支和Q分支，再进入4通道TIADCs，每条通道以相 同的采样率但不同的采样时刻(相邻通道相差时刻)对高速输入信号采样，最终 合并出输出信号，以此实现信号下变频和高速采样的模数转化。图2是使用级联 的方式对频率响应失真进行修正。基于循环性的镜像频率干扰修正算法可以估计 出镜像失真。该方法是基于两个基本的先决条件：1).无毛刺基带复信号是零均 值；2).无毛刺基带复信号是循环性(circular),即它的CACF(complementary auto-correlation function)Cx(τ)＝E[x(t)x(t-τ)]＝E(x(t)x*(t-τ)*)＝0。经过有 误差的I/Q下变频和有误差的两通道时间交织模数转换系统(TIADC)后，输出 信号没有循环性。该算法的N阶补偿滤波器公式为式中，i(t) 为构建的误差识别信号；ci＝E[i2c(t)i2c(t)]＝[Ci(0),Ci(1),...,Ci(N-1)]T；
Ri(τ)＝E[i(t)i*(t-τ)]是自相关函 数；
图3到图9分别为k4(t),k2(t),k5(t),k3(t),k7(t),k6(t),k1(t)频率失真构建镜像对的 过程与修正失真的结构图。这七种失真同样使用基于循环性的镜像频率干扰修正 算法。
本发明为接收机中同相正交下变频联合时间交织转换器，提供了一套实用、 可靠、广泛的估计与修正实现方法。整体实现流程如图10所示，由于篇幅的限 制，而且构建镜像对过程相似，这里选择三种构建镜像对典型不一样的失真阐述 实现流程图，分别如图11，图12，图13所示。从以上的分析可以看出本方法具 有很好的自适应性、广泛性和实用性。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非 是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明 的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施 方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进 等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。