quence)、均衡m序列 和ZadofT-Chu序列用作加扰序列时获得的结果的图。
[0291] 现在将描述每个图。
[0292] 图22示出表示当使用根据本发明的实施例的加扰序列时获得的结果的图。
[0293] 图22的图示出当根据本发明的实施例的加扰序列是类线性调频序列时获得的结 果。能根据数学式1，计算类线性调频序列。
[0294] 数学式1
[0295] [算式 1]
[0296] 对于k= 〇 ~79，
[0297] eJ2"k/144 对于k= 80 ~223，
[0298] eJ2"k/272 对于k= 224 ~495，
[0299] eJ2"k/528 对于 k = 496 ~1023
[0300] 如由数学式1所示，通过连续对应于一个周期的4个不同频率的正弦曲线，能生成 类线性调频序列。
[0301] 如图22所示，（a)是示出根据本发明的实施例的类线性调频序列的波形的图。
[0302] (a)中所示的第一波形22000表示类线性调频序列的实数部以及第二波形22100 表示类线性调频序列的虚数部。类线性调频序列的持续时间对应于1024个样本并且实数 部序列和虚拟部序列的平均值为0。
[0303] 如图22所示，（b)是示出当使用类线性调频序列时，从图20和21示出的相关器 块输出的信号c(t)的波形的图。
[0304] 由于类线性调频序列由具有不同周期的信号组成，所以不生成危险延迟。此外，类 线性调频序列的相关特性与保护间隔相关性类似，由此明显区别于常规广播信号传输/接 收系统的前导。因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能易于检测前导。此外， 与具有类德尔塔（delta-like)相关特性的序列，诸如m序列相比，类线性调频序列能提供 正确的符号时序信息并且对多路信道上的噪声是鲁棒的。此外，当使用类线性调频序列执 行加扰时，可以生成具有与正常信号相比，稍微增加的带宽的信号。
[0305] 图23示出表示当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。
[0306] 当将均衡m序列用作加扰序列时，获得图23的图形。能由数学式2计算根据本发 明的实施例的均衡m序列。
[0307] 数学式2
[0308] [算式 2]
[0309] g(x) =x10+x8+x4+x3+l
[0310] 根据本发明的实施例，通过将"+1"的值增加到具有对应于1023样本的长度的m 序列上，能生成均衡m序列。根据一个实施例，均衡m序列的长度为1024个样本并且其平 均值为"0"。能由设计者改变均衡m序列的长度和平均值。
[0311] 如图23所示，（a)是示出根据本发明的实施例的均衡m序列的波形的图，以及（b) 是示出当使用均衡m序列时，从图20和21所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图。
[0312] 当使用根据本发明的实施例的均衡m序列时，根据本发明的实施例，用于广播信 号的装置能易于在所接收的信号上执行符号同步，因为前导相关特性对应于德尔塔函数。
[0313] 图24示出表示当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。
[0314] 图24的图示出当将Zadoff-Chu序列用作加扰序列时获得的结果。通过数学式3， 能计算根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列。
[0315] 数学式3
[0316] [算式 3]
[0317] eJ2"uk(k+i)/i〇23 对于k= 0 ~1023,u= 23
[0318] 根据一个实施例，Zadoff-Chu序列可以具有对应于1023个样本的长度以及23的 u值。能由设计者改变Zadoff-Chu序列的长度和u值。
[0319] 如图24所示，（a)是示出当使用根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列时，从图 20和21所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图。
[0320] 如图24所示，（b)是示出根据本发明的实施例，Zadoff-Chu序列的同相波形的图， 以及（C)是示出根据本发明的实施例的Zadoff-chu序列的正交相位波形的图。
[0321] 当使用根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列时，根据本发明的实施例的接收 广播信号的装置能易于在接收信号上执行符号同步，因为前导相关特性对应于德尔塔函 数。此外，在频域和时域两者中，接收信号的包络线是均匀的。
[0322] 参考图18如上所述，根据本发明的实施例，包括在前导插入块中的信令序列交织 块18100能根据由信令序列选择块18000选择的信令序列，交织用于传输输入信令信息的 信令序列。
[0323] 将描述根据本发明的实施例的信令序列交织块18100交织前导的频域中的信令 信息的方法。
[0324] 图25示出根据本发明的实施例的信令信息交织过程。
[0325] 参考图17如上所述，根据本发明的实施例的前导能具有1K大小的符号并且能使 用构成1K符号的载波中的仅384个活跃载波。能由设计者改变所使用的活跃载波的数量 或前导的大小。在前导中承载的信令数据由2个信令字段，即S1和S2组成。
[0326] 如图25所示，根据本发明的实施例，由前导承载的信令信息能通过比特序列S1和 比特序列S2传输。
[0327] 根据本发明的实施例的比特序列S1和比特序列S2表示能分配给活跃载波的信令 序列来分别承载包括在前导中的信令信息（或信令字段）。
[0328] 具体地，S1能承载3位信令信息并且能以使64位序列重复2次的结构构成。此 外，S1能位于S2前后。S2是单个256位序列并且能承载4位信令信息。根据本发明的实 施例，S1和S2的比特序列能表示为从0开始的顺序号。因此，S1的第一比特序列能表示为 S1 (0)，以及S2的第一比特序列能表示为S2(0)，如图25所示。这能由设计者改变。
[0329] S1能承载用于识别包括在图17中所述的超帧中的信号帧，例如，根据SIS0处理 的信号帧、根据MIS0处理的信号帧或表示FE的信息的信息。S2能承载有关当前信号帧的 FET大小的信息、表示超帧中复用的帧是否是相同类型的信息等等。能由S1和S2承载的信 息能根据设计改变。
[0330] 如图25所示，根据本发明的实施例的信令序列交织块18100能顺序地将S1和S2 分配到对应于频域中的预定位置的活跃载波。
[0331] 在本发明的一个实施例中，存在384个载波，并且表示为从0开始的顺序号。因 此，根据本发明的实施例的第一载波能表示为a(0)，如图25所示。在图25中，未着色的活 跃载波是384个载波中，S1或S2未被分配到的空载波。
[0332] 如图25所示，能将S1的比特序列分配给活跃载波a(0)至a(63)中除空载波外的 活跃载波，能将S2的比特序列分配给活跃载波a(64)至a(319)中，除空载波外的活跃载波 并且能将S1的比特序列分配给活跃载波a(320)至a(383)中，除空载波外的活跃载波。
[0333] 根据图25所示的交织方法，当由于多路干扰，出现频率选择性衰落并且衰落期集 中在特定信令信息被分配到的区域上时，接收广播信号的装置不可能解码受衰落影响的特 定信令信息。
[0334] 图26示出根据本发明的另一实施例的信令信息交织过程。
[0335] 根据图26所示的信令信息交织过程，能通过比特序列S1、比特序列S2和比特序列 S3,传输根据本发明的实施例，由前导承载的信令信息。承载在前导中的信令数据由3个信 令字段，即SI、S2和S3组成。
[0336] 如图26所示，根据本发明的实施例的比特序列S1、比特序列S2和比特序列S3是 能分配给活跃载波以便分别承载包括在前导中的信令信息（或信令字段）的信令序列。
[0337] 具体地，Sl、S2和S3的每个个能承载3位信令信息并且能以使64位序列重复2 次的结构构成。因此，与图25所示的实施例相比，能进一步传输2位信令信息。
[0338] 此外，S1和S2能分别承载在图25中所述的信令信息，并且S3能承载有关保护长 度（或保护间隔长度）的信令信息。根据设计，能改变由S1、S2和S3承载的信令信息。
[0339] 如图26所示，能将Sl、S2和S3的比特序列表示为从0开始的顺序编号，即 S1 (0)，…。在本发明的本实施例中，存在384个载波并且表示为从0开始的顺序编号，即 b(0),…。这能由设计者修改。
[0340] 如图26所示，能将Sl、S2和S3顺序且重复地分配到对应于频域中的预定位置的 活跃载波。
[0341] 具体地，根据数学式4,能将比特序列S1、S2和S3顺序地分配到活跃载波b(0)至 b(383)中，除空分组外的活跃载波。
[0342] 数学式4
[0343] b(n) = SI(n/3) 当n mod 3 = 0 且 0 < n〈192 时
[0344] b(n) = S2 ((n_l) /3) 当n mod 3 = 1 且 0 < n〈192 时
[0345] b(n) = S3 ((n_2)/3) 当n mod 3 = 2 且 0 < n〈192 时
[0346] b(n) = SI((n_192) /3) 当n mod 3 = 0 且 192 <n〈384 时
[0347]b(n) =S2((n-192-l)/3) 当nmod3 = 1 且 192 彡n〈384 时
[0348]b(n) =S3 ((n-192-2/3) 当nmod3 = 2 且 192 彡n〈384 时
[0349] 根据图26所示的交织方法，可以传输比图25所示的交织方法更大量的信令信息。 此外，即使由于多路干扰，频率选择性衰落发生，由于衰落期均匀地分布地在信令信息被分 配到的区域上，所以接收广播信号的装置能均匀地解码信令信息。
[0350] 图27示出根据本发明的实施例的信令解码器。
[0351] 图27所示的信令解码器对应于图20中所示的信令解码器的实施例并且能包括解 加扰器27000、解映射器27100、信令序列解交织器27200和最大似然检测器27300。将描述 信令解码器的每个块的操作。
[0352] 解加扰器27000能解加扰从数据提取器输出的信号。在这种情况下，解加扰器 27000能通过将从数据提取器输出的信号乘以加扰序列执行解加扰。根据本发明的实施例 的加扰序列能对应于参考图22、23和24所述的序列的一个。
[0353] 解映射器27100能解映射从解加扰器27000输出的信号来输出具有软值的序列。
[0354] 信令序列解交织器27200能通过执行对应于在图25和26中所述的交织过程的逆 过程的解交织，按初始顺序，将均匀交织的序列重新排列为连续序列。
[0355] 最大似然检测器27300能使用从信令序列解交织器27200输出的序列，解码前导 信令信息。
[0356] 图28是示出根据本发明的实施例的信令解码器的性能的图。
[0357]图28的图在完美同步、1样本延迟、Odb和270度单一重影的情况下，将信令解码 器的性能示为正确解码概率和SNR之间的关系。
[0358] 具体地，第一、第二和第三曲线28000分别表示当采用图25中所示的交织方法， 即，将Sl、S2和S3顺序地分配到活跃载波并且传输时，用于Sl、S2和S3的信令解码器的 解码性能。第四、第五和第六曲线28100分别示出当采用图26中所示的交织方法，S卩，以重 复方式，将Sl、S2和S3顺序地分配到对应于频域中的预定位置的活跃载波并且传输时，用 于S1、S2和S3的信令解码器的解码性能。参考图28,能已知当解码根据图25中所示的交 织方法处理的信号时，在用于大大受衰落影响的区域的信令解码性能和用于不受衰落影响 的区域的信令解码性能之间的大差异。当解码根据图26所示的交织方法处理的信号时，然 而，对Sl、S2和S3,实现均匀信令解码性能。
[0359] 图29示出根据本发明的另一实施例的前导插入块。
[0360] 图29所示的前导插入块对应于图11所示的前导插入块7500的另一实施例。
[0361] 如图29所示，前导插入块能包括ReedMuller编码器29000、数据格式化器2910、 循环延迟块29200、交织器29300、DQPSK(差分正交相移键控）/DBPSK(差分二进制相移键 控）映射器29400、加扰器29500、载波分配块29600、载波分配表块29700、IFFT块29800、 加扰保护插入块29900、前导中继器29910和复用块29920。根据设计，每个块可以被修改 或可以不包括在前导插入块中。将描述前导插入块的每个块的操作。
[0362]ReedMuller编码器29000能接收由前导承载的信令信息并且在信令信息上执行 ReedMuller编码。当执行ReedMuller编码时，与使用正交序列的信令或使用在图18中 所述的序列的信令相比，能提高性能。
[0363] 数据格式化器29100能接收在其上已经执行ReedMuller编码的信令信息的比特 并且格式化比特来中继和排列比特。
[0364]DQPSK/DBPSK映射器29400能根据DQPSK或DBPSK，映射信令信息的格式化比特并 且输出所映射的信令信息。
[0365] 当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DBPSK，映射信令信息的格式化比特时，能省略 循环延迟块29200的操作。交织器29300能接收信令信息的格式化比特并且在信令信息的 格式化比特上执行频率交织来输出交织数据。在这种情况下，根据设计，能省略交织器的操 作。
[0366] 当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DQPSK映射信令信息的格式化比特时，数据格 式化器29100能通过图29所示的路径I，将信令信息的格式化比特输出到交织器29300。
[0367] 循环延迟块29200能在从数据格式化器29100输出的信令信息的格式化比特上执 行循环延迟，然后通过图29所示的路径Q，将循环延迟比特输出到交织器29300。当执行循 环Q延迟时，提高频率选择性衰落信道的性能。
[0368] 交织器29300能在通过路径I和Q接收的信令信息和循环Q延迟信令信息上执行 频率交织来输出交织信息。在这种情况下，根据设计，能省略交织器29300的操作。
[0369] 数学式5和6表示当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DQPSK和DBPSK映射输入到 其的信令信息时，输入信息与输出信息之间的关系或映射规则。
[0370] 如图29所示，DQPSK/DBPSK映射器29400的输入信息能表示为si [n]和sq[n]以 及DQPSK/DBPSK映射器的输出信息能表示为mi [n]和mq[n]
[0371] 数学式5
[0372][算式 5]
[0373] 叫[-1] = 1
[0374] nii [n] = nii [n_l] 如果 sjn] =0
[0375] nii [n] = Hi [n_l] 如果 sjn] = 1
[0376] mq[n] = 0 n= 0 ~1，1:ReedMuller编码的信令比特的 #
[0377] 数学式6
[0378] [算式6]
[0379] y[-l] = 0
[0380] y[n] =y[n-l] 如果 Si[n] = 0 以及 sjn] = 0
[0381] y[n] =(y[n-l]+3)mod 4 如果 Si[n] = 0 以及 sjn] = 1
[0382] y[n] = (y[n-l]+l)mod 4 如果 Si[n] = 1 以及 sjn] = 0
[0383] y[n] = (y [n-l]+2)mod 4 如果 s! [n] = 1 以及 sjn] = 1，n = 0 ~1，1: Reed Muller编码的信令比特的#
[0384]
[0385] _一 - … ..........
[0387]
如果y[n] = 3，n= 0 ~1，1:ReedMuller编码的信令比特的#
[0388] 加扰器29500能接收从DQPSK/DBPSK映射器29400输出的映射信令信息并且将该 信令信息与加扰序列相乘。
[0389] 载波分配块29600能使用从载波分配表块29700输出的位置信息，将由加扰器 29500处理的信令信息分配到预定载波。
[0390] IFFT块29800能将从载波分配块29600输出的载波变换成时域中的OFDM信号。
[0391] 加扰保护插入块29900能将保护间隔插入到OFDM信号来生成前导。根据本发明 的一个实施例的保护间隔能对应于在图19中所述的加扰循环前缀形式的保护间隔并且能 根据图19所述的