体管的S带处，该输入匹配网络将仅需在史密斯图上将原始的相位角旋转10度。通过RF路径中由功率感测二极管开启的开关将所重配置的输入匹配网络从第一匹配网络断开。在更高驱动功率的情况下，功率感测二极管和关联的电路将断开RF开关(耗尽型开关工作)，将第二匹配网络连接到第一匹配网络，使得旋转到最优大信号匹配点。在一设置的驱动处将基于放大级FET外围来选择二极管的大小和偏置以“导通”。以这种安排，输入匹配网络具有一种配置，用于在低输入信号驱动功率电平处提供阻抗匹配，并且具有一种不同的配置，用于在高输入信号驱动功率电平处提供阻抗匹配。
[0022]因此，本发明包括“智能的”、可调谐的或可配置的输入匹配网络，来解决复杂的、现在刚理解的GaN软压缩问题。本发明提供了低和高驱动稳定性以及性能问题的最优解决方案。
[0023]根据本发明，提供了一种用于针对GaN晶体管器件设计输入网络的方法。所述方法包括:通过具有相对大的输入信号功率电平的输入网络来驱动所述器件；以所述器件在预定输出功率电平处的输出来改变所述输入网络的参数；当所述输入网络的参数被改变时，测量所述器件的传输函数性能参数；以及根据所测量的传输函数性能参数来选择所述输入网络的参数。
[0024]在附图和以下的描述中阐述了本发明的一个或多个实施例的细节。根据描述和附图以及根据权利要求，本发明的其它特征、目的和优点将是显而易见的。
【附图说明】
[0025]图1是根据本发明的砷化镓功率放大器的示意图；
[0026]图2A是共源配置的晶体管的输入阻抗的等价电路，其中，当这种放大器被馈送具有相对低的功率电平的输入信号时，所述晶体管形成图1的放大器的输出级；
[0027]图2B是共源配置的晶体管的输入阻抗的等价电路，其中，当这种放大器被馈送具有相对高的功率电平的输入信号时，所述晶体管形成图1的放大器的输出级；
[0028]图3A是耦合到共源配置的晶体管的输入的输入匹配网络的等价电路，其中，当这种放大器被馈送具有相对低的功率电平的输入信号时，所述晶体管形成图1的放大器的输出级；
[0029]图3B是耦合到共源配置的晶体管的输入的输入匹配网络的等价电路，其中，当这种放大器被馈送具有相对高的功率电平的输入信号时，所述晶体管形成图1的放大器的输出级；
[0030]图4是具有伽玛栅极(场板)的GaN晶体管器件的横截面图，在晶体管的包围区域中放大示出了这种伽玛栅极；
[0031 ] 图5是图1的GaN FET与“理想的”晶体管器件相比的输出功率(Pout)对输入功率(Pin)传输特性的曲线；
[0032]图6是用于测试器件并且生成本文要描述的结果的负载拉动平台测试装置10 ;
[0033]图7是具有共轭小信号源匹配(虚线)和大信号源匹配(实线)的2.5mm GaN FET器件的Pout对Pin特性的曲线，该FET在最大功率的负载中终止；
[0034]图8是具有共轭小信号源匹配(虚线)和大信号源匹配(实线)的2.5mm GaN FET器件的Pout对Pin特性的曲线，该FET在最大功率的负载中终止，该器件在最大效率的负载中终止；
[0035]图9示出了用于测试下的设备的小信号和大信号源匹配在史密斯图上的位置；
[0036]图10是图1的GaN晶体管器件的小信号模型；以及
[0037]图11是叠加有测试下的设备的大信号动态负载线的Cgs对Vds和Vgs的图。
[0038]各个图中相似的参考符号指示相似的元件。
【具体实施方式】
[0039]现在参照图1，示出了功率放大器电路10，其包括:输入匹配网络12，其具有用于耦合到RF输入信号的输入端13 ;输出级15，其具有晶体管14，这里是具有场板的砷化镓(GaN)场效应管(FET)，耦合到输入匹配网络12的输出16。如下文将更详细描述的，输入匹配网络12可被配置为输入信号的功率电平的函数。更具体地说，当将具有相对低功率电平的输入信号馈送给这种输入匹配网络12时，输入匹配网络12被配置为具有第一输入阻抗，并且当这种输入匹配网络12具有相对高功率电平的输入信号时，输入匹配网络12被配置为具有不同于第一输入阻抗的输入阻抗。
[0040]更具体地说，放大器电路10包括连接到输入13的功率电平感测电路18，并因此被馈送有输入信号。如下文将更详细描述的，当这种功率电平感测电路18感测到输入信号具有相对高的功率电平时，输入匹配网络12具有串联地耦合在输入信号与晶体管14的输入电极16之间的第一电感L1，并且当这种功率电平感测电路18感测到输入信号具有相对低的功率电平时，输入匹配网络12具有串联地耦合在输入信号与晶体管14的输入电极之间的第二电感L2，因此电感L1和L2并联。
[0041]在图2A中示出了晶体管14在相对低的输入信号功率电平处的输入阻抗，而在图2B中示出了晶体管14在相对高的输入信号功率电平处的输入阻抗。因此，在这里的该示例中，在相对低的输入信号功率电平处，晶体管14的输入阻抗是5.9欧姆电阻串联16.8pF(皮法)电容(这里，晶体管14具有2.5mm外围并且针对3GHz指定串联电阻-电容(RC)值)，而工作在相同频率但是在相对高的输入信号功率电平处的相同晶体管14具有6.41欧姆电阻串联4.33pF电容的输入阻抗。因此，输入阻抗电容在输入信号的高和低功率电平之间改变大约300%。如下文将更详细描述的，在相对低的输入信号功率电平处，输入匹配网络12被配置为如图3A所示，而对于相对高的输入信号功率电平，该输入匹配网络被配置为如图3B所示。注意，如图3A所示，当针对低输入信号功率电平条件来配置输入匹配网络12时，由电感L1和L2的并联组合来提供的0.422nH(纳亨)电感与晶体管的输入阻抗串联，而如图3B所示，当针对高输入信号功率电平条件来配置输入匹配网络时，由电感L1提供的0.897nH电感与晶体管的输入阻抗串联。
[0042]图3A中所示或图3B所示的输入匹配网络12的重配置是通过使用功率电平感测电路18，其感测输入信号的功率并且在线19上为开关20、22(这里例如，耗尽型FET Q2和Q3)产生控制信号。
[0043]在该示意图中，GaN FET( S卩，晶体管14)的栅极阻抗(其对于低输入信号功率电平来说被表示为图2A中所示的串联RC，而对于高输入信号功率电平来说被表示为图2B中所示的串联RC)是通过可重配置的输入匹配网络12来转换为看起来类似于(即，被阻抗匹配为)特性系统阻抗；在该情况下为50欧姆(即，放大器10的输入阻抗)。
[0044]更具体地说，耦合网络CN(这里例如作为电容C8示出)将输入信号的一部分传递到功率电平感测电路18。应当理解，可以用多种可能的配置(电阻、电容、耦合线等)来实现耦合网络CN。取决于耦合系数，该耦合网络CN具有独立于检测器偏置网络BN而调整状态改变的阈值的能力，所述检测器偏置网络BN在这里例如为，连接在电压源(V+)与接点21之间的电阻R6，所述接点21在耦合网络CN(这里是电容C8)与功率电平感测电路18的二极管D1之间。可以用多种可能的配置(电阻、电感、电阻分压器等)实现的偏置网络BN也具有独立地调整状态改变的阈值的能力，尤其是通过DC偏置电压的引入，但是，功率电平感测电路18在无源情况下(没有偏置)将非常良好地工作。功率电平感测电路18还包括电容C1。电容C1通过二极管D1在负的RF半周期充电，并且传递低的波纹，随着有关呈现给D1的信号电平的输出电平，逐渐地向负载电阻R5增加负电压。跨R5的电势通过分离的偏置电阻R1和R2在线19上同时向耗尽型FET(d-FET)Q2和Q3的栅极(即，开关20、22)提供开关信号。可以包括偏置电阻R3和R4来确保正确的Q2和Q3晶体管开关。这导致以下行为:(1)低RF输入信号功率电平产生低于晶体管Q2和Q3夹断电压的绝对值的跨电阻R5的电势；d-FET漏极和源极被有效地短路，并且电感L1和L2并联组合以得到减小的值，来最优地匹配晶体管14的输入阻抗，并由此配置图3A所示的输入匹配网络；而(2)RF输入信号功率的高电平产生高于晶体管Q2和Q3的夹断电压的绝对值的跨电阻R5的电势，d-FET漏极和源极被有效地断开，并且电感L2从输入匹配网络电去耦合，以使得仅电感L1被串联到晶体管14的输入，来提供期望的相位角旋转并通过输入匹配网络12的固定值分量的余项(这里例如，在13处，50欧姆RF输入)最优地匹配晶体管14的输入。状态改变的阈值由输入信号RF功率电平、耦合网络CN的耦合系数和位置、偏置网络配置BN和可选的偏置、二极管D1输出电压灵敏度和电阻R5的值来进行控制。应当理解，电感L1和L2可以很容易地替换为电容，这是因为可以使用各种电抗和电阻部件配置来实现多个输入匹配网络。在该示意图中，可重配置的元件可以与RF信号流(13到16)串联，但是也可以被配置为与RF信号流并联，这仍取决于输入匹配网络配置选择一一关键在于对于耗